高分辨率A-D转换器保真度测试及实现方法介绍
引言
对正弦波进行精确数字化的能力是高分辨率a-d转换器保真度的一项敏感度测试。该测试需要一个具接近 1ppm 残留失真分量的正弦波发生器。此外，还需要一个基于计算机的 a-d 输出监视器，用于读取和显示转换器输出频谱成分。若想以合理的成本和复杂程度来实施此项测试，就必需进行其元件的设计并在使用之前完成性能验证。
概要
图 1 给出了系统的示意图。一个低失真振荡器通过一个放大器来驱动 a-d。a-d 输出接口对转换器输出进行格式化，并与负责执行频谱分析软件和显示结果数据的计算机进行通信。
图 1：a-d 频谱纯度测试系统方框图。假设采用了一个无失真的振荡器，由计算机负责显示因放大器和 a-d 失真产生的富里叶 （fourier） 分量
振荡器电路
振荡器是系统中难度最大的电路设计部分。为了对 18 位 a-d 进行有意义的测试，振荡器的不纯度必须超低，而且这些特性必须采用独立的方法加以验证。图 2 基本上是一款“全反相”2khz 维氏 （wien） 电桥设计 （a1-a2），其在哈佛大学 winfield hill 所做研究工作的基础上进行。原始设计的 j-fet 增益控制被一个 led 驱动的 cds 光电管隔离器所替代，从而消除了由 j-fet 电导率调制引起的误差，同时也就不必为最大限度地减少这些误差而进行微调。限带的 a3 负责接收 a2 输出和 dc 失调偏置，并通过一个 2.6khz 滤波器提供输出以驱动 a-d 输入放大器。用于 a1-a2 振荡器的自动增益控制 （agc） 信号由负责给整流器 a5-a6 馈电的 ac 耦合 a4 从电路输出 （“agc 检测”） 获取。a6 的 dc 输出表示电路输出正弦波的 ac 幅度。利用终接至 agc 放大器 a7 的电流求和电阻器来使该数值与 lt®1029 基准保持平衡。驱动 q1 的 a7 通过设定 led 电流 （因而还包括 cds 光电管电阻） 来闭合增益控制环路，从而稳定振荡器输出的幅度。尽管这会衰减 a3 和输出滤波器的带限响应，但从电路的输出获得增益控制反馈信息可保持输出幅度。另外，它还对 a7 环路闭合动态特性提出了要求。确切地说，a3 的频带限制与输出滤波器 a6 的滞后及纹波抑制组件 （在 q1 的基极中） 相组合，可产生显著的相位延迟。a7 上的一个 1μf 主极点和一个 rc 零点一起提供了该延迟，从而实现了稳定的环路补偿。这种方法用简单的 rc 滚降滤波器取代了严密调谐的高阶输出滤波器，从而在保持输出幅度的同时最大限度地降低了失真1。
图 2：维氏电桥 （wien bridge） 振荡器在信号通路中采用反相放大器，可实现 3ppm 失真。led 光电管取代了常用的 j-fet 作为增益控制器，从而消除了电导率调制所引起的失真。与 a3 相关的滤波衰减通过在电路输出端检测 agc 反馈来补偿。dc 失调施加偏压使输出进入 a-d 输入放大器范围
从 led 偏置中消除与振荡器有关的分量是保持低失真的关键。任何此类残留噪声都将调整振荡器的幅度，因而引入不纯分量。对带限 agc 信号正向通路实施了很好的滤波，而且 q1 基极中的大 rc 常数提供了最终的陡峭滚降。如图 3 （q1 的发射极电流） 所示，振荡器相关纹波在 10ma 的总电流中约为 1na （小于 0.1ppm）。
图 3：振荡器 （扫迹 a） 相关的残留噪声 （扫迹 b），在 q1 发射极噪声中仅依稀可看到 （≈ 1na，大约为 led 电流的 0.1ppm）。利用大量 agc 信号通路滤波获得的特性可避免调制分量影响光电管响应
振荡器仅通过一次微调便实现了其性能。该调整 （其确定了 agc 捕获范围的中心） 是按照原理图注释设定的。
验证振荡器失真
验证振荡器失真需要采用精细的测量方法。尝试采用传统失真分析仪 （甚至是高级型分析仪） 来测量失真会遭遇局限性。图 4 示出了振荡器输出 （扫迹 a） 及其在分析仪输出端上的残留失真指示 （扫迹 b）。在分析仪的噪声层和不确定性层中，振荡器相关动作的轮廓描绘是模糊不清的。测试中使用的 hp-339a 规定了一个 18ppm 的最小可测量失真；这张照片在拍摄时仪器的指示为 9ppm。这超过了规格指标而且非常可疑，因为在测量失真时如果达到或接近了设备的性能极限，就会带来显著的不确定性2。假如要对振荡器失真进行有意义的测量，则必需使用不确定层非常低和精致的专业型分析仪。规定了 2.5ppm 总谐波失真 + 噪声 （thd + n） 限值 （典型值为 1.5ppm） 的 audio precision 2722 提供了图 5 中的数据。如该图所示，总谐波失真 （thd） 为 -110db，即大约 3ppm。图 6 （使用相同的仪器获得） 示出的 thd + n 为 105db，即 5.8ppm 左右。在图 7 所示的最终测试中，分析仪确定了振荡器的频谱成分 （以三次谐波为主导，位于 -112db，即大约 2.4ppm）。这些测量值使人们有信心把该振荡器应用于 a-d 保真度特性分析中。
图 4：hp-339a 失真分析仪在其分辨率限值范围外工作会给出有误导的失真指示 （扫迹 b）。分析仪输出包含了振荡器和仪器特征的不确定组合，不可作为判定依据。扫迹 a 是振荡器输出
图 5：audio precision 2722 分析仪测得的振荡器 thd 为 -110db，大约 3ppm
图 6：ap-2722 分析仪测得的振荡器 thd + n ≈ -105db，大约 5.8ppm
图 7：ap-2722 频谱输出显示三次谐波的峰值为 -112.5db，≈ 2.4ppm
a-d 测试
a-d 测试通过其输入放大器将振荡器输出发送至 a-d。此项测试测量了由输入放大器 / a-d 组合所产生的失真分量。a-d 输出由计算机来检查，计算机将以定量的方式把频谱误差分量指示在图 8 的显示界面中3。该显示界面包含了时域信息 （其示出了集中于转换器工作范围内的偏置正弦波）、一个富里叶变换 （指示了频谱误差分量） 和详细的表列读数。被测试的 ltc®2379 18 位 a-d / lt6350 放大器组合产生了 -111db （约 2.8ppm） 的二次谐波失真，而较高频率的谐波则远低于该水平。这表明 a-d 及其输入放大器处于正确的运作状态和规格范围之内。要想实现振荡器与放大器 / a-d之间的谐波消除，则必需测试多个放大器 / a-d 样本以增加测量的置信度4。
图 8：图 1 所示测试系统的部分显示包括时域信息、富里叶频谱曲线图以及详细的表列读数 （针对由 lt6350 放大器驱动的 ltc2379 18 位 a-d）
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概要
图 1 给出了系统的示意图。一个低失真振荡器通过一个放大器来驱动 a-d。a-d 输出接口对转换器输出进行格式化，并与负责执行频谱分析软件和显示结果数据的计算机进行通信。
图 1：a-d 频谱纯度测试系统方框图。假设采用了一个无失真的振荡器，由计算机负责显示因放大器和 a-d 失真产生的富里叶 （fourier） 分量
振荡器电路
振荡器是系统中难度最大的电路设计部分。为了对 18 位 a-d 进行有意义的测试，振荡器的不纯度必须超低，而且这些特性必须采用独立的方法加以验证。图 2 基本上是一款“全反相”2khz 维氏 （wien） 电桥设计 （a1-a2），其在哈佛大学 winfield hill 所做研究工作的基础上进行。原始设计的 j-fet 增益控制被一个 led 驱动的 cds 光电管隔离器所替代，从而消除了由 j-fet 电导率调制引起的误差，同时也就不必为最大限度地减少这些误差而进行微调。限带的 a3 负责接收 a2 输出和 dc 失调偏置，并通过一个 2.6khz 滤波器提供输出以驱动 a-d 输入放大器。用于 a1-a2 振荡器的自动增益控制 （agc） 信号由负责给整流器 a5-a6 馈电的 ac 耦合 a4 从电路输出 （“agc 检测”） 获取。a6 的 dc 输出表示电路输出正弦波的 ac 幅度。利用终接至 agc 放大器 a7 的电流求和电阻器来使该数值与 lt®1029 基准保持平衡。驱动 q1 的 a7 通过设定 led 电流 （因而还包括 cds 光电管电阻） 来闭合增益控制环路，从而稳定振荡器输出的幅度。尽管这会衰减 a3 和输出滤波器的带限响应，但从电路的输出获得增益控制反馈信息可保持输出幅度。另外，它还对 a7 环路闭合动态特性提出了要求。确切地说，a3 的频带限制与输出滤波器 a6 的滞后及纹波抑制组件 （在 q1 的基极中） 相组合，可产生显著的相位延迟。a7 上的一个 1μf 主极点和一个 rc 零点一起提供了该延迟，从而实现了稳定的环路补偿。这种方法用简单的 rc 滚降滤波器取代了严密调谐的高阶输出滤波器，从而在保持输出幅度的同时最大限度地降低了失真1。
图 2：维氏电桥 （wien bridge） 振荡器在信号通路中采用反相放大器，可实现 3ppm 失真。led 光电管取代了常用的 j-fet 作为增益控制器，从而消除了电导率调制所引起的失真。与 a3 相关的滤波衰减通过在电路输出端检测 agc 反馈来补偿。dc 失调施加偏压使输出进入 a-d 输入放大器范围
从 led 偏置中消除与振荡器有关的分量是保持低失真的关键。任何此类残留噪声都将调整振荡器的幅度，因而引入不纯分量。对带限 agc 信号正向通路实施了很好的滤波，而且 q1 基极中的大 rc 常数提供了最终的陡峭滚降。如图 3 （q1 的发射极电流） 所示，振荡器相关纹波在 10ma 的总电流中约为 1na （小于 0.1ppm）。
图 3：振荡器 （扫迹 a） 相关的残留噪声 （扫迹 b），在 q1 发射极噪声中仅依稀可看到 （≈ 1na，大约为 led 电流的 0.1ppm）。利用大量 agc 信号通路滤波获得的特性可避免调制分量影响光电管响应
振荡器仅通过一次微调便实现了其性能。该调整 （其确定了 agc 捕获范围的中心） 是按照原理图注释设定的。
验证振荡器失真
验证振荡器失真需要采用精细的测量方法。尝试采用传统失真分析仪 （甚至是高级型分析仪） 来测量失真会遭遇局限性。图 4 示出了振荡器输出 （扫迹 a） 及其在分析仪输出端上的残留失真指示 （扫迹 b）。在分析仪的噪声层和不确定性层中，振荡器相关动作的轮廓描绘是模糊不清的。测试中使用的 hp-339a 规定了一个 18ppm 的最小可测量失真；这张照片在拍摄时仪器的指示为 9ppm。这超过了规格指标而且非常可疑，因为在测量失真时如果达到或接近了设备的性能极限，就会带来显著的不确定性2。假如要对振荡器失真进行有意义的测量，则必需使用不确定层非常低和精致的专业型分析仪。规定了 2.5ppm 总谐波失真 + 噪声 （thd + n） 限值 （典型值为 1.5ppm） 的 audio precision 2722 提供了图 5 中的数据。如该图所示，总谐波失真 （thd） 为 -110db，即大约 3ppm。图 6 （使用相同的仪器获得） 示出的 thd + n 为 105db，即 5.8ppm 左右。在图 7 所示的最终测试中，分析仪确定了振荡器的频谱成分 （以三次谐波为主导，位于 -112db，即大约 2.4ppm）。这些测量值使人们有信心把该振荡器应用于 a-d 保真度特性分析中。
图 4：hp-339a 失真分析仪在其分辨率限值范围外工作会给出有误导的失真指示 （扫迹 b）。分析仪输出包含了振荡器和仪器特征的不确定组合，不可作为判定依据。扫迹 a 是振荡器输出
图 5：audio precision 2722 分析仪测得的振荡器 thd 为 -110db，大约 3ppm
图 6：ap-2722 分析仪测得的振荡器 thd + n ≈ -105db，大约 5.8ppm
图 7：ap-2722 频谱输出显示三次谐波的峰值为 -112.5db，≈ 2.4ppm
a-d 测试
a-d 测试通过其输入放大器将振荡器输出发送至 a-d。此项测试测量了由输入放大器 / a-d 组合所产生的失真分量。a-d 输出由计算机来检查，计算机将以定量的方式把频谱误差分量指示在图 8 的显示界面中3。该显示界面包含了时域信息 （其示出了集中于转换器工作范围内的偏置正弦波）、一个富里叶变换 （指示了频谱误差分量） 和详细的表列读数。被测试的 ltc®2379 18 位 a-d / lt6350 放大器组合产生了 -111db （约 2.8ppm） 的二次谐波失真，而较高频率的谐波则远低于该水平。这表明 a-d 及其输入放大器处于正确的运作状态和规格范围之内。要想实现振荡器与放大器 / a-d之间的谐波消除，则必需测试多个放大器 / a-d 样本以增加测量的置信度4。
图 8：图 1 所示测试系统的部分显示包括时域信息、富里叶频谱曲线图以及详细的表列读数 （针对由 lt6350 放大器驱动的 ltc2379 18 位 a-d）
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