线性稳压器和开关模式电源的基本概念
henry zhang
本文介绍线性稳压器和开关模式电源（smps）的基本概念。它面向可能不太熟悉电源设计和选择的系统工程师。解释了线性稳压器和smps的基本工作原理，并讨论了每种解决方案的优缺点。以降压转换器为例，进一步说明开关稳压器的设计考虑因素。
介绍
当今的设计要求电子系统中的电源轨和电源解决方案越来越多，负载范围从备用电源的几ma到asic稳压器的100a以上。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求非常重要，例如高效率、紧凑的印刷电路板 （pcb） 空间、精确的输出调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于系统设计人员来说，电源管理设计正成为一项越来越频繁和更具挑战性的任务，其中许多人可能没有很强的电源背景。
电源转换器从给定的输入电源为负载产生输出电压和电流。它需要满足稳态和瞬态条件下的负载电压或电流调节要求。它还必须在组件发生故障时保护负载和系统。根据具体应用，设计人员可以选择线性稳压器 （lr） 或开关模式电源 （smps） 解决方案。为了做出解决方案的最佳选择，设计人员必须熟悉每种方法的优点、缺点和设计问题。
本文重点介绍非隔离电源应用，并介绍其工作和设计基础知识。
线性稳压器
线性稳压器的工作原理
让我们从一个简单的例子开始。在嵌入式系统中，前端电源提供12v总线轨。在系统板上，需要3.3v电压为运算放大器（op amp）供电。产生3.3v电压的最简单方法是使用12v总线上的电阻分压器，如图1所示。效果好吗？答案通常是否定的。运算放大器的 v抄送引脚电流在不同的工作条件下可能会有所不同。如果使用固定电阻分压器，则 ic v抄送电压随负载而变化。此外，12v总线输入可能无法很好地调节。同一系统中可能有许多其他负载共享 12v 电源轨。由于总线阻抗，12v总线电压随总线负载条件而变化。因此，电阻分压器无法为运算放大器提供稳定的3.3v电压以确保其正常工作。因此，需要一个专用的电压调节环路。如图2所示，反馈环路需要调整顶部电阻r1值，以动态调节3.3v的导通电压抄送.
图1.电阻分压器产生 3.3v直流从 12v 总线输入
图2.反馈环路调整串联电阻r1值以调节3.3v
这种可变电阻可以通过线性稳压器来实现，如图3所示。线性稳压器以线性模式工作双极性或场效应功率晶体管（fet）。因此，晶体管用作与输出负载串联的可变电阻器。为了建立反馈环路，从概念上讲，误差放大器通过采样电阻网络r检测直流输出电压一个和 rb，然后比较反馈电压vfb带基准电压 v裁判.误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入 v 时总线电压降低或负载电流增加，v抄送输出电压下降。反馈电压vfb也减少了。因此，反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流进入晶体管q1的基极。这降低了压降v行政长官因此带回了 v抄送输出电压，使vfb等于 v裁判.另一方面，如果 v抄送输出电压上升，以类似的方式，负反馈电路增加v行政长官以确保3.3v输出的精确调节。总之，v的任何变化o被线性稳压器晶体管的v吸收行政长官电压。所以输出电压v抄送始终是恒定的，并且受到良好的监管。
图3.线性稳压器实现可变电阻来调节输出电压
为什么使用线性稳压器？
线性稳压器长期以来一直被工业广泛使用。它是电源行业的基础，直到 1960 年代后开关模式电源开始流行。即使在今天，线性稳压器仍然广泛用于广泛的应用。
除了使用简单之外，线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商已经开发出许多集成线性稳压器。典型的集成线性稳压器只需要 v在， v外、fb 和可选的 gnd 引脚。图 4 示出了 3 多年前开发的典型 1083 引脚线性稳压器 lt20。它只需要一个输入电容、输出电容和两个反馈电阻来设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器设计电源。
图4.集成线性稳压器示例：7.5a 线性稳压器，仅采用三个引脚
一个缺点 – 线性稳压器会消耗大量功率
使用线性稳压器的一个主要缺点可能是其串联晶体管q1在线性模式下工作的功耗过大。如前所述，线性稳压器晶体管在概念上是一个可变电阻。由于所有负载电流必须通过串联晶体管，因此其功耗为p损失= （v在– vo） • io.在这种情况下，线性稳压器的效率可以通过以下方式快速估算：
因此，在图1示例中，当输入为12v，输出为3.3v时，线性稳压器效率仅为27.5%。在这种情况下，72.5%的输入功率被浪费并在稳压器中产生热量。这意味着晶体管必须具有热能力，以便在最大v的最坏情况下处理其功率/散热。在和满载。所以线性稳压器及其散热器的尺寸可能会很大，特别是当vo远小于 v在.图5显示，线性稳压器的最大效率与v成正比o/v在率。
图5.最大线性稳压器效率与 v 的关系o/v在率
另一方面，如果v，线性稳压器可以非常有效o接近v在.但是，线性稳压器（lr）还有另一个限制，即v之间的最小电压差在和 vo.lr中的晶体管必须以线性模式工作。因此，它要求双极晶体管的集电极至发射极或fet的漏极至源极具有一定的最小压降。当 vo太接近 v在，lr 可能无法再调节输出电压。可在低裕量 （v在– vo） 称为低压差稳压器 （ldo）。
同样明显的是，线性稳压器或ldo只能提供降压型dc/dc转换。在需要 v 的应用中o电压高于v在电压，或需要负vo来自正 v 的电压在电压、线性稳压器显然不工作。
带高功率均流的线性稳压器 [8]
对于需要更大功率的应用，稳压器必须单独安装在散热器上以散热。在全表面贴装系统中，这不是一个选项，因此功耗的限制（例如1w）限制了输出电流。不幸的是，直接并联线性稳压器来传播产生的热量并不容易。
用精密电流源代替图3所示的基准电压源，允许线性稳压器直接并联以分散电流负载，从而在ic之间分散散热。这使得线性稳压器可以在高输出电流、全表面贴装应用中使用，在这些应用中，电路板上的任何单个点只能散发有限的热量。lt®3080 是第一款可并联用于以获得较高电流的可调线性稳压器。如图6所示，它有一个精密零tc 10μa内部电流源连接到运算放大器的同相输入端。带外部单电压设置电阻器 r设置，线性稳压器输出电压可在0v至（v）范围内调节在– v辍学).
图6.单电阻器设置 ldo lt3080 并采用一个精准电流源基准
图 7 显示了并联 lt3080 以实现均流是多么容易。只需将 lt3080 的 set 引脚连接在一起，两个稳压器共享相同的基准电压。由于运算放大器经过精确调整，调整引脚和输出之间的失调电压小于2mv。在这种情况下，只需要10mω镇流电阻（可以是一个小的外部电阻和pcb走线电阻的总和）就可以平衡负载电流，实现优于80%的均衡均流。需要更多动力？即使并联 5 到 10 个设备也是合理的。
图7.并联两个 lt3080 线性稳压器以实现更高的输出电流
首选线性稳压器的应用
在许多应用中，线性稳压器或ldo为开关电源提供卓越的解决方案，包括：
简单/低成本的解决方案。线性稳压器或ldo解决方案简单易用，特别适用于热应力不重要的低输出电流低功耗应用。无需外部功率电感器。
低噪声/低纹波应用。对于噪声敏感型应用，如通信和无线电设备，最大限度地降低电源噪声非常重要。线性稳压器的输出电压纹波非常低，因为没有元件频繁打开和关闭，线性稳压器可以具有非常高的带宽。所以几乎没有emi问题。一些特殊的ldo，如adi公司的lt1761 ldo系列，具有低至20μv有效值输出端的噪声电压。smps几乎不可能达到这种低噪声水平。即使使用非常低的esr电容，smps通常也具有mv的输出纹波。
快速瞬态应用。线性稳压器反馈环路通常是内部的，因此不需要外部补偿。通常，线性稳压器具有比smps更宽的控制环路带宽和更快的瞬态响应。
低压差应用。对于输出电压接近输入电压的应用，ldo 可能比 smps 效率更高。adi公司的ltc1844、lt3020和ltc3025等压差非常低的ldo （vldo）具有20mv至90mv的压差和高达150ma的电流。最小输入电压可低至 0.9v。由于lr中没有交流开关损耗，因此lr或ldo的轻负载效率与其满载效率相似。smps通常具有较低的轻负载效率，因为它具有交流开关损耗。在轻负载效率也至关重要的电池供电应用中，ldo可以提供比smps更好的解决方案。
总之，设计人员使用线性稳压器或ldo，因为它们简单、低噪声、低成本、易于使用并提供快速瞬态响应。如果 vo接近v在，ldo 可能比 smps 更高效。
开关模式电源基础知识
为什么使用开关模式电源？
一个快速的答案是高效率。在smps中，晶体管在开关模式下工作，而不是线性模式。这意味着当晶体管导通并传导电流时，其电源路径上的压降最小。当晶体管关闭并阻断高压时，几乎没有电流通过其电源路径。所以半导体晶体管就像一个理想的开关。因此，晶体管中的功率损耗最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用smps而不是线性稳压器或ldo的主要原因，尤其是在高电流应用中。例如，现在的12v在， 3.3v外开关模式同步降压电源通常可实现>90%的效率，而线性稳压器的效率则不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸减小至少八倍。
最受欢迎的开关电源——降压转换器
图8显示了最简单、最常用的开关稳压器，即降压型dc/dc转换器。它有两种工作模式，具体取决于晶体管q1是打开还是关闭。为了简化讨论，假设所有功率器件都是理想的。当开关（晶体管）q1导通时，开关节点电压v西 南部= v在电感l电流被充电（v在– vo).图8（a）显示了这种电感充电模式下的等效电路。当开关q1关断时，电感电流流过续流二极管d1，如图8（b）所示。开关节点电压v西 南部= 0v，电感l电流由v放电o负荷。由于理想电感器在稳态下不可能有直流电压，因此平均输出电压vo可以给出为：
其中 t上是切换周期 ts 内的导通时间间隔。如果比值 t上/ts定义为占空比d，输出电压vo是：
当滤波电感l和输出电容c时o值足够高，输出电压vo是只有mv纹波的直流电压。在这种情况下，对于12v输入降压电源，从概念上讲，27.5%占空比可提供3.3v输出电压。
图8.降压转换器工作模式和典型波形
除了上述平均方法之外，还有另一种方法可以推导出占空比方程。理想的电感不能在稳态下具有直流电压。因此，它必须在开关周期内保持电感伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：
等式（5）与等式（3）相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 dc/dc 拓扑，以得出占空比与 v 的关系在和 vo方程。
降压转换器的功率损耗
直流传导损耗
凭借理想元件（导通状态下的零压降和零开关损耗），理想的降压转换器效率可达100%。实际上，功耗始终与每个功率组件相关联。smps中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。
降压转换器的传导损耗主要由晶体管q1、二极管d1和电感l在传导电流时的压降引起。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略了电感电流的交流纹波。如果使用mosfet作为功率晶体管，则mosfet的导通损耗等于io2• rds（on）• d，其中 rds（on）是mosfet q1的导通电阻。二极管的导通功率损耗等于io• vd• （1 – d），其中 vd是二极管d1的正向压降。电感的导通损耗等于io2• r.dcr，其中 r.dcr是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的导通损耗约为：
例如，12v 输入，3.3v/10a.max输出降压电源可以使用以下组件：mosfet rds（on）= 10mω，电感r.dcr= 2 mω，二极管正向电压vd= 0.5v。因此，满载时的传导损耗为：
仅考虑传导损耗，转换器效率为：
上述分析表明，续流二极管消耗3.62w功率损耗，远高于mosfet q1和电感l的导通损耗。为了进一步提高效率，二极管d1可以用mosfet q2代替，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。q2的栅极需要与q1栅极互补的信号，即q2仅在q1关断时导通。同步降压转换器的导通损耗为：
如果 10mω rds（on）mosfet也用于q2，同步降压转换器的导通损耗和效率为：
上述示例表明，同步降压转换器比传统的降压转换器效率更高，特别是对于占空比小且二极管d1导通时间较长的低输出电压应用。
图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号
交流开关损耗
除了直流传导损耗外，由于非理想功率元件，还有其他与交流/开关相关的功率损耗：
mosfet 开关损耗。真正的晶体管需要时间才能打开或关闭。因此，在导通和关断瞬变期间存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图10显示了同步降压转换器中mosfet q1的典型开关波形。顶部fet q1的寄生电容c的充电和放电广东带电荷 q广东确定大部分q1开关时间和相关损耗。在同步降压中，底部fet q2开关损耗很小，因为q2始终在其体二极管导通后导通，在其体二极管导通之前关断，而体二极管两端的压降很低。然而，q2的体二极管反向恢复电荷也会增加顶部fet q1的开关损耗，并可能产生开关电压振铃和emi噪声。公式（12）表明，控制fet q1开关损耗与转换器开关频率f成正比s.能量损失的精确计算 e上和 e关闭q1并不简单，但可以从mosfet供应商的应用笔记中找到。
电感磁芯损耗psw_core.实际电感还具有交流损耗，这是开关频率的函数。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频smps中，磁芯材料可以是铁粉或铁氧体。一般来说，铁粉磁芯柔和饱和但磁芯损耗高，而铁氧体材料饱和度更高，但磁芯损耗较小。铁氧体是陶瓷铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。磁芯损耗主要是由于磁滞损耗造成的。磁芯或电感器制造商通常提供磁芯损耗数据，供电源设计人员估算交流电感损耗。
其他与交流电相关的损失。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗psw_gate，等于 v.drv• 问g• fs和死区时间（当顶部 fet q1 和底部 fet q2 都关闭时）体二极管导通损耗，等于 （δt上+ δt关闭） • vd（q2）• fs.总之，与交换相关的损耗包括：开关相关损耗的计算通常并不容易。开关相关损耗与开关频率成正比 fs.在 12v 中在， 3.3vo/10a.max同步降压转换器，在 2khz – 5khz 开关频率下，交流损耗会导致约 200% 至 500% 的效率损耗。因此，满载时的整体效率约为93%，远优于lr或ldo电源。热量或尺寸减小可以接近 10 倍。
图 10.降压转换器顶部fet q1的典型开关波形和损耗
开关电源组件的设计考虑因素
开关频率优化
通常，更高的开关频率意味着更小尺寸的输出滤波器组件l和co.因此，可以减小电源的尺寸和成本。更高的带宽还可以改善负载瞬态响应。然而，更高的开关频率也意味着更高的交流相关功率损耗，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于≥10a输出电流应用，大多数降压电源的工作范围为100khz至1mhz ~ 2mhz。对于 v外，开关 a 和 b 作为有源同步降压转换器工作，而开关 c 始终关断，开关 d 始终导通。当 v在< v外，开关 c 和 d 用作有源同步升压转换器，而开关 a 始终导通，开关 b 始终关断。当 v在接近v外，则所有四个交换机均主动运行。因此，该转换器非常高效，对于典型的98v输出应用，效率高达12%。[12] lt8705 控制器进一步扩展了高达 80v 的输入电压范围。为了简化设计并提高功率密度，ltm4605/4607/4609 进一步将一个复杂的降压 / 升压型转换器集成到一个高密度、易于使用的电源模块中。[13] 它们可以很容易地与高功率应用的负载分配并联。
图 20.高效率 4 开关降压-升压转换器可在输入电压低于、等于或高于输出电压的情况下工作
总结
总之，线性稳压器简单易用。由于它们的串联稳压晶体管以线性模式工作，因此当输出电压远低于输入电压时，电源效率通常较低。通常，线性稳压器（或ldo）具有低电压纹波和快速瞬态响应。另一方面，smps将晶体管作为开关工作，因此通常比线性稳压器效率高得多。然而，smps的设计和优化更具挑战性，需要更多的背景和经验。每种解决方案对于特定应用都有自己的优点和缺点。
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本文介绍线性稳压器和开关模式电源（smps）的基本概念。它面向可能不太熟悉电源设计和选择的系统工程师。解释了线性稳压器和smps的基本工作原理，并讨论了每种解决方案的优缺点。以降压转换器为例，进一步说明开关稳压器的设计考虑因素。
介绍
当今的设计要求电子系统中的电源轨和电源解决方案越来越多，负载范围从备用电源的几ma到asic稳压器的100a以上。为目标应用选择合适的解决方案并满足指定的性能要求非常重要，例如高效率、紧凑的印刷电路板 （pcb） 空间、精确的输出调节、快速瞬态响应、低解决方案成本等。对于系统设计人员来说，电源管理设计正成为一项越来越频繁和更具挑战性的任务，其中许多人可能没有很强的电源背景。
电源转换器从给定的输入电源为负载产生输出电压和电流。它需要满足稳态和瞬态条件下的负载电压或电流调节要求。它还必须在组件发生故障时保护负载和系统。根据具体应用，设计人员可以选择线性稳压器 （lr） 或开关模式电源 （smps） 解决方案。为了做出解决方案的最佳选择，设计人员必须熟悉每种方法的优点、缺点和设计问题。
本文重点介绍非隔离电源应用，并介绍其工作和设计基础知识。
线性稳压器
线性稳压器的工作原理
让我们从一个简单的例子开始。在嵌入式系统中，前端电源提供12v总线轨。在系统板上，需要3.3v电压为运算放大器（op amp）供电。产生3.3v电压的最简单方法是使用12v总线上的电阻分压器，如图1所示。效果好吗？答案通常是否定的。运算放大器的 v抄送引脚电流在不同的工作条件下可能会有所不同。如果使用固定电阻分压器，则 ic v抄送电压随负载而变化。此外，12v总线输入可能无法很好地调节。同一系统中可能有许多其他负载共享 12v 电源轨。由于总线阻抗，12v总线电压随总线负载条件而变化。因此，电阻分压器无法为运算放大器提供稳定的3.3v电压以确保其正常工作。因此，需要一个专用的电压调节环路。如图2所示，反馈环路需要调整顶部电阻r1值，以动态调节3.3v的导通电压抄送.
图1.电阻分压器产生 3.3v直流从 12v 总线输入
图2.反馈环路调整串联电阻r1值以调节3.3v
这种可变电阻可以通过线性稳压器来实现，如图3所示。线性稳压器以线性模式工作双极性或场效应功率晶体管（fet）。因此，晶体管用作与输出负载串联的可变电阻器。为了建立反馈环路，从概念上讲，误差放大器通过采样电阻网络r检测直流输出电压一个和 rb，然后比较反馈电压vfb带基准电压 v裁判.误差放大器输出电压通过电流放大器驱动串联功率晶体管的基极。当输入 v 时总线电压降低或负载电流增加，v抄送输出电压下降。反馈电压vfb也减少了。因此，反馈误差放大器和电流放大器产生更多的电流进入晶体管q1的基极。这降低了压降v行政长官因此带回了 v抄送输出电压，使vfb等于 v裁判.另一方面，如果 v抄送输出电压上升，以类似的方式，负反馈电路增加v行政长官以确保3.3v输出的精确调节。总之，v的任何变化o被线性稳压器晶体管的v吸收行政长官电压。所以输出电压v抄送始终是恒定的，并且受到良好的监管。
图3.线性稳压器实现可变电阻来调节输出电压
为什么使用线性稳压器？
线性稳压器长期以来一直被工业广泛使用。它是电源行业的基础，直到 1960 年代后开关模式电源开始流行。即使在今天，线性稳压器仍然广泛用于广泛的应用。
除了使用简单之外，线性稳压器还具有其他性能优势。电源管理供应商已经开发出许多集成线性稳压器。典型的集成线性稳压器只需要 v在， v外、fb 和可选的 gnd 引脚。图 4 示出了 3 多年前开发的典型 1083 引脚线性稳压器 lt20。它只需要一个输入电容、输出电容和两个反馈电阻来设置输出电压。几乎任何电气工程师都可以使用这些简单的线性稳压器设计电源。
图4.集成线性稳压器示例：7.5a 线性稳压器，仅采用三个引脚
一个缺点 – 线性稳压器会消耗大量功率
使用线性稳压器的一个主要缺点可能是其串联晶体管q1在线性模式下工作的功耗过大。如前所述，线性稳压器晶体管在概念上是一个可变电阻。由于所有负载电流必须通过串联晶体管，因此其功耗为p损失= （v在– vo） • io.在这种情况下，线性稳压器的效率可以通过以下方式快速估算：
因此，在图1示例中，当输入为12v，输出为3.3v时，线性稳压器效率仅为27.5%。在这种情况下，72.5%的输入功率被浪费并在稳压器中产生热量。这意味着晶体管必须具有热能力，以便在最大v的最坏情况下处理其功率/散热。在和满载。所以线性稳压器及其散热器的尺寸可能会很大，特别是当vo远小于 v在.图5显示，线性稳压器的最大效率与v成正比o/v在率。
图5.最大线性稳压器效率与 v 的关系o/v在率
另一方面，如果v，线性稳压器可以非常有效o接近v在.但是，线性稳压器（lr）还有另一个限制，即v之间的最小电压差在和 vo.lr中的晶体管必须以线性模式工作。因此，它要求双极晶体管的集电极至发射极或fet的漏极至源极具有一定的最小压降。当 vo太接近 v在，lr 可能无法再调节输出电压。可在低裕量 （v在– vo） 称为低压差稳压器 （ldo）。
同样明显的是，线性稳压器或ldo只能提供降压型dc/dc转换。在需要 v 的应用中o电压高于v在电压，或需要负vo来自正 v 的电压在电压、线性稳压器显然不工作。
带高功率均流的线性稳压器 [8]
对于需要更大功率的应用，稳压器必须单独安装在散热器上以散热。在全表面贴装系统中，这不是一个选项，因此功耗的限制（例如1w）限制了输出电流。不幸的是，直接并联线性稳压器来传播产生的热量并不容易。
用精密电流源代替图3所示的基准电压源，允许线性稳压器直接并联以分散电流负载，从而在ic之间分散散热。这使得线性稳压器可以在高输出电流、全表面贴装应用中使用，在这些应用中，电路板上的任何单个点只能散发有限的热量。lt®3080 是第一款可并联用于以获得较高电流的可调线性稳压器。如图6所示，它有一个精密零tc 10μa内部电流源连接到运算放大器的同相输入端。带外部单电压设置电阻器 r设置，线性稳压器输出电压可在0v至（v）范围内调节在– v辍学).
图6.单电阻器设置 ldo lt3080 并采用一个精准电流源基准
图 7 显示了并联 lt3080 以实现均流是多么容易。只需将 lt3080 的 set 引脚连接在一起，两个稳压器共享相同的基准电压。由于运算放大器经过精确调整，调整引脚和输出之间的失调电压小于2mv。在这种情况下，只需要10mω镇流电阻（可以是一个小的外部电阻和pcb走线电阻的总和）就可以平衡负载电流，实现优于80%的均衡均流。需要更多动力？即使并联 5 到 10 个设备也是合理的。
图7.并联两个 lt3080 线性稳压器以实现更高的输出电流
首选线性稳压器的应用
在许多应用中，线性稳压器或ldo为开关电源提供卓越的解决方案，包括：
简单/低成本的解决方案。线性稳压器或ldo解决方案简单易用，特别适用于热应力不重要的低输出电流低功耗应用。无需外部功率电感器。
低噪声/低纹波应用。对于噪声敏感型应用，如通信和无线电设备，最大限度地降低电源噪声非常重要。线性稳压器的输出电压纹波非常低，因为没有元件频繁打开和关闭，线性稳压器可以具有非常高的带宽。所以几乎没有emi问题。一些特殊的ldo，如adi公司的lt1761 ldo系列，具有低至20μv有效值输出端的噪声电压。smps几乎不可能达到这种低噪声水平。即使使用非常低的esr电容，smps通常也具有mv的输出纹波。
快速瞬态应用。线性稳压器反馈环路通常是内部的，因此不需要外部补偿。通常，线性稳压器具有比smps更宽的控制环路带宽和更快的瞬态响应。
低压差应用。对于输出电压接近输入电压的应用，ldo 可能比 smps 效率更高。adi公司的ltc1844、lt3020和ltc3025等压差非常低的ldo （vldo）具有20mv至90mv的压差和高达150ma的电流。最小输入电压可低至 0.9v。由于lr中没有交流开关损耗，因此lr或ldo的轻负载效率与其满载效率相似。smps通常具有较低的轻负载效率，因为它具有交流开关损耗。在轻负载效率也至关重要的电池供电应用中，ldo可以提供比smps更好的解决方案。
总之，设计人员使用线性稳压器或ldo，因为它们简单、低噪声、低成本、易于使用并提供快速瞬态响应。如果 vo接近v在，ldo 可能比 smps 更高效。
开关模式电源基础知识
为什么使用开关模式电源？
一个快速的答案是高效率。在smps中，晶体管在开关模式下工作，而不是线性模式。这意味着当晶体管导通并传导电流时，其电源路径上的压降最小。当晶体管关闭并阻断高压时，几乎没有电流通过其电源路径。所以半导体晶体管就像一个理想的开关。因此，晶体管中的功率损耗最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是设计人员使用smps而不是线性稳压器或ldo的主要原因，尤其是在高电流应用中。例如，现在的12v在， 3.3v外开关模式同步降压电源通常可实现>90%的效率，而线性稳压器的效率则不到27.5%。这意味着功率损耗或尺寸减小至少八倍。
最受欢迎的开关电源——降压转换器
图8显示了最简单、最常用的开关稳压器，即降压型dc/dc转换器。它有两种工作模式，具体取决于晶体管q1是打开还是关闭。为了简化讨论，假设所有功率器件都是理想的。当开关（晶体管）q1导通时，开关节点电压v西 南部= v在电感l电流被充电（v在– vo).图8（a）显示了这种电感充电模式下的等效电路。当开关q1关断时，电感电流流过续流二极管d1，如图8（b）所示。开关节点电压v西 南部= 0v，电感l电流由v放电o负荷。由于理想电感器在稳态下不可能有直流电压，因此平均输出电压vo可以给出为：
其中 t上是切换周期 ts 内的导通时间间隔。如果比值 t上/ts定义为占空比d，输出电压vo是：
当滤波电感l和输出电容c时o值足够高，输出电压vo是只有mv纹波的直流电压。在这种情况下，对于12v输入降压电源，从概念上讲，27.5%占空比可提供3.3v输出电压。
图8.降压转换器工作模式和典型波形
除了上述平均方法之外，还有另一种方法可以推导出占空比方程。理想的电感不能在稳态下具有直流电压。因此，它必须在开关周期内保持电感伏秒平衡。根据图8中的电感电压波形，伏秒平衡需要：
等式（5）与等式（3）相同。相同的伏秒平衡方法可用于其他 dc/dc 拓扑，以得出占空比与 v 的关系在和 vo方程。
降压转换器的功率损耗
直流传导损耗
凭借理想元件（导通状态下的零压降和零开关损耗），理想的降压转换器效率可达100%。实际上，功耗始终与每个功率组件相关联。smps中有两种类型的损耗：直流传导损耗和交流开关损耗。
降压转换器的传导损耗主要由晶体管q1、二极管d1和电感l在传导电流时的压降引起。为了简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略了电感电流的交流纹波。如果使用mosfet作为功率晶体管，则mosfet的导通损耗等于io2• rds（on）• d，其中 rds（on）是mosfet q1的导通电阻。二极管的导通功率损耗等于io• vd• （1 – d），其中 vd是二极管d1的正向压降。电感的导通损耗等于io2• r.dcr，其中 r.dcr是电感绕组的铜电阻。因此，降压转换器的导通损耗约为：
例如，12v 输入，3.3v/10a.max输出降压电源可以使用以下组件：mosfet rds（on）= 10mω，电感r.dcr= 2 mω，二极管正向电压vd= 0.5v。因此，满载时的传导损耗为：
仅考虑传导损耗，转换器效率为：
上述分析表明，续流二极管消耗3.62w功率损耗，远高于mosfet q1和电感l的导通损耗。为了进一步提高效率，二极管d1可以用mosfet q2代替，如图9所示。该转换器称为同步降压转换器。q2的栅极需要与q1栅极互补的信号，即q2仅在q1关断时导通。同步降压转换器的导通损耗为：
如果 10mω rds（on）mosfet也用于q2，同步降压转换器的导通损耗和效率为：
上述示例表明，同步降压转换器比传统的降压转换器效率更高，特别是对于占空比小且二极管d1导通时间较长的低输出电压应用。
图9.同步降压转换器及其晶体管栅极信号
交流开关损耗
除了直流传导损耗外，由于非理想功率元件，还有其他与交流/开关相关的功率损耗：
mosfet 开关损耗。真正的晶体管需要时间才能打开或关闭。因此，在导通和关断瞬变期间存在电压和电流重叠，从而产生交流开关损耗。图10显示了同步降压转换器中mosfet q1的典型开关波形。顶部fet q1的寄生电容c的充电和放电广东带电荷 q广东确定大部分q1开关时间和相关损耗。在同步降压中，底部fet q2开关损耗很小，因为q2始终在其体二极管导通后导通，在其体二极管导通之前关断，而体二极管两端的压降很低。然而，q2的体二极管反向恢复电荷也会增加顶部fet q1的开关损耗，并可能产生开关电压振铃和emi噪声。公式（12）表明，控制fet q1开关损耗与转换器开关频率f成正比s.能量损失的精确计算 e上和 e关闭q1并不简单，但可以从mosfet供应商的应用笔记中找到。
电感磁芯损耗psw_core.实际电感还具有交流损耗，这是开关频率的函数。电感交流损耗主要来自磁芯损耗。在高频smps中，磁芯材料可以是铁粉或铁氧体。一般来说，铁粉磁芯柔和饱和但磁芯损耗高，而铁氧体材料饱和度更高，但磁芯损耗较小。铁氧体是陶瓷铁磁材料，其晶体结构由氧化铁与锰或氧化锌的混合物组成。磁芯损耗主要是由于磁滞损耗造成的。磁芯或电感器制造商通常提供磁芯损耗数据，供电源设计人员估算交流电感损耗。
其他与交流电相关的损失。其他交流相关损耗包括栅极驱动器损耗psw_gate，等于 v.drv• 问g• fs和死区时间（当顶部 fet q1 和底部 fet q2 都关闭时）体二极管导通损耗，等于 （δt上+ δt关闭） • vd（q2）• fs.总之，与交换相关的损耗包括：开关相关损耗的计算通常并不容易。开关相关损耗与开关频率成正比 fs.在 12v 中在， 3.3vo/10a.max同步降压转换器，在 2khz – 5khz 开关频率下，交流损耗会导致约 200% 至 500% 的效率损耗。因此，满载时的整体效率约为93%，远优于lr或ldo电源。热量或尺寸减小可以接近 10 倍。
图 10.降压转换器顶部fet q1的典型开关波形和损耗
开关电源组件的设计考虑因素
开关频率优化
通常，更高的开关频率意味着更小尺寸的输出滤波器组件l和co.因此，可以减小电源的尺寸和成本。更高的带宽还可以改善负载瞬态响应。然而，更高的开关频率也意味着更高的交流相关功率损耗，这需要更大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于≥10a输出电流应用，大多数降压电源的工作范围为100khz至1mhz ~ 2mhz。对于 v外，开关 a 和 b 作为有源同步降压转换器工作，而开关 c 始终关断，开关 d 始终导通。当 v在< v外，开关 c 和 d 用作有源同步升压转换器，而开关 a 始终导通，开关 b 始终关断。当 v在接近v外，则所有四个交换机均主动运行。因此，该转换器非常高效，对于典型的98v输出应用，效率高达12%。[12] lt8705 控制器进一步扩展了高达 80v 的输入电压范围。为了简化设计并提高功率密度，ltm4605/4607/4609 进一步将一个复杂的降压 / 升压型转换器集成到一个高密度、易于使用的电源模块中。[13] 它们可以很容易地与高功率应用的负载分配并联。
图 20.高效率 4 开关降压-升压转换器可在输入电压低于、等于或高于输出电压的情况下工作
总结
总之，线性稳压器简单易用。由于它们的串联稳压晶体管以线性模式工作，因此当输出电压远低于输入电压时，电源效率通常较低。通常，线性稳压器（或ldo）具有低电压纹波和快速瞬态响应。另一方面，smps将晶体管作为开关工作，因此通常比线性稳压器效率高得多。然而，smps的设计和优化更具挑战性，需要更多的背景和经验。每种解决方案对于特定应用都有自己的优点和缺点。
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