PCB上的串扰的三种产生机制
pcb上的串扰的产生机制，可以认为有三种：电感耦合，电容耦合还有共阻耦合(common-impedance coupling)。
电感/电容耦合
假设两条微带线，中心到中心的距离为d，如下图所示。
当信号沿着传输线传播时，微带线周围开始有电场线和磁场线。
但是，这些电场线和磁场线并不是只在信号和它相关的回路中，而是会延伸到周围区域。如下图所示。
从传输线发出的电场终止与任何相邻的金属结构；传输线周围的磁场也会部分环绕在任何相邻的金属结构周围。
那如果相邻的金属结构恰好是一根信号传输线呢?
则该根传输线会由于接收到的施扰微带线产生的电磁场，而产生相应的电流和电压。
很显然，如果两条传输线之间的间隔增加，信号传输线接收到的场会迅速下降。
但是，如果它们足够近，则相邻信号传输线则会上产生的干扰电流。而这些干扰电流，和传输线上本来的信号电流一样，也会经历反射、失真和辐射。
也就是说，如果有个很脏的微带线a，它旁边有个很干净的微带线b，则b就会被a弄脏，而且如果b正好靠近输出端，则b就会把从a耦合过来的噪声辐射出去。
微带线之间的电场和磁场耦合，分别被称为电容和电感耦合。
电容耦合和电感耦合，它们各自对串扰的影响很大程度上取决于电路布局。
下图所示，是串扰的简化模型，包含了pcb上传输线之间的电容和电感耦合。
cg，存在于微带线和参考平面之间，会影响微带线的特性阻抗和信号传播延迟。
cm, 存在于微带线之间，是不希望的电容耦合。
la和lv分别代表施扰和受扰微带线的自感，会影响微带线的特性阻抗和信号传播延迟。
lm，代表两跟微带线之间的互感 lm ，会导致两个电路之间的电感耦合。
在电小尺寸的微带线中，电容耦合表现为与受扰线并联的电流源，电感耦合表现为与受扰线串联的电压源。
具体关系，如下列式子所示：
其中，ic和vl分别是受扰微带线中的电容感应电流和电感感应电压，这是由于施扰微带线中的源电压 vs 和电流 is 的变化而引起的。
实际情况中，电容和电感串扰机制同时存在。
电容耦合，在受扰微带线上产生的电容感应电流会向两端传播，即分别向前传播、朝向远端icf，和向后传播、朝向近端icn。
电感耦合，在受扰微带线上产生的电感感应电压，在受扰微带线上产生电流(ilf,iln)，其方向与is相反。(参考文献中，iilf,iln的方向可能标注错了，这里改了一下，上图红色标注)
因此，电容耦合和电感耦合信号在向后传播时，电流叠加，耦合增强；在前向传播时，电流趋于抵消。
向后流动的总耦合信号称为“反向串扰”或“近端串扰”（next），而向前流动（实际上抵消）的总耦合信号称为“前向串扰”或“远端串扰” ”（fext）。
近端串扰和远端串扰的特征显着不同：近端串扰是一个恒定幅度的脉冲，其脉冲宽度为走线之间耦合区域传播时间的两倍，而远端串扰的特点是窄脉冲，其宽度等于干扰信号的transition time，信号度随着走线之间的耦合区域的增加而增加。
那怎样减少电感和电容耦合呢？
答案就是，减小微带线和参考平面的距离。
微带线与参考平面之间距离减小，cg增加，电容耦合显著减小。
微带线与参考平面之间距离减小，参考平面成为首选返回路径，电感耦合也大大减少。
在数字电路中，由于数字驱动器的低阻抗特性，电感耦合比电容耦合更占主导地位，而电容耦合在高阻抗（通常是模拟）电路中更占主导地位。
共阻抗耦合
pcb 中的第三种也是非常重要的耦合机制是共阻抗耦合。
施扰微带线的回流路径和受扰微带线的回流路径公用一部分，从而产生共阻抗耦合。
当嘈杂的大电流（例如数字）电路与敏感（例如模拟）电路共享公共返回路径时，结果就是，歇菜。
高频信号的回流，大部分存在于微带线下方的参考平面上，但是有一小部分，会扩散到两侧。
其在参考平面上的回流密度，可由下式表示：
如上图所示，jgp(d)a和jgp(d)v分别是施扰微带线和受扰微带线的电流密度分布。两者交叠的部分，即上图中的灰色部分，即是影响区域，这部分决定了两根微带线之间的影响程度。
施扰微带线回流的一部分，在受扰回流路径中流动，因此施扰微带线上的噪声就被耦合到受扰微带线中。
举个例子(感觉原文中的数据有点错误，这边按照我的理解改了一下)：
假设一个高速大电流的mcu和模拟电路公用一个参考平面。模拟电路中包含一个24 位 a/d 转换器，假设其电源为1v，则其最低有效位相当于为1/2^24=59nv。
假设参考平面的阻抗为40uohm，则59nv对应电流为1.5ma。
假设，mcu需要10a的电流，则1.5ma，相等于10a的数字电流的 0.015%。
为了避免干扰，必须增加数字和模拟迹线之间的必要间隔 d，以便 99.985% 的数字回流包含在距信号迹线中心线的距离内d。
假设高度h为10 mil ，这需要大于 200 mil（或 5 mm）的间距 d。这个宽度，在现代 pcb 设计中几乎不可能实现。
此时，分割参考平面，是一种解决这种矛盾的方法。
参考文献：grounds for grounding
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假设两条微带线，中心到中心的距离为d，如下图所示。
当信号沿着传输线传播时，微带线周围开始有电场线和磁场线。
但是，这些电场线和磁场线并不是只在信号和它相关的回路中，而是会延伸到周围区域。如下图所示。
从传输线发出的电场终止与任何相邻的金属结构；传输线周围的磁场也会部分环绕在任何相邻的金属结构周围。
那如果相邻的金属结构恰好是一根信号传输线呢?
则该根传输线会由于接收到的施扰微带线产生的电磁场，而产生相应的电流和电压。
很显然，如果两条传输线之间的间隔增加，信号传输线接收到的场会迅速下降。
但是，如果它们足够近，则相邻信号传输线则会上产生的干扰电流。而这些干扰电流，和传输线上本来的信号电流一样，也会经历反射、失真和辐射。
也就是说，如果有个很脏的微带线a，它旁边有个很干净的微带线b，则b就会被a弄脏，而且如果b正好靠近输出端，则b就会把从a耦合过来的噪声辐射出去。
微带线之间的电场和磁场耦合，分别被称为电容和电感耦合。
电容耦合和电感耦合，它们各自对串扰的影响很大程度上取决于电路布局。
下图所示，是串扰的简化模型，包含了pcb上传输线之间的电容和电感耦合。
cg，存在于微带线和参考平面之间，会影响微带线的特性阻抗和信号传播延迟。
cm, 存在于微带线之间，是不希望的电容耦合。
la和lv分别代表施扰和受扰微带线的自感，会影响微带线的特性阻抗和信号传播延迟。
lm，代表两跟微带线之间的互感 lm ，会导致两个电路之间的电感耦合。
在电小尺寸的微带线中，电容耦合表现为与受扰线并联的电流源，电感耦合表现为与受扰线串联的电压源。
具体关系，如下列式子所示：
其中，ic和vl分别是受扰微带线中的电容感应电流和电感感应电压，这是由于施扰微带线中的源电压 vs 和电流 is 的变化而引起的。
实际情况中，电容和电感串扰机制同时存在。
电容耦合，在受扰微带线上产生的电容感应电流会向两端传播，即分别向前传播、朝向远端icf，和向后传播、朝向近端icn。
电感耦合，在受扰微带线上产生的电感感应电压，在受扰微带线上产生电流(ilf,iln)，其方向与is相反。(参考文献中，iilf,iln的方向可能标注错了，这里改了一下，上图红色标注)
因此，电容耦合和电感耦合信号在向后传播时，电流叠加，耦合增强；在前向传播时，电流趋于抵消。
向后流动的总耦合信号称为“反向串扰”或“近端串扰”（next），而向前流动（实际上抵消）的总耦合信号称为“前向串扰”或“远端串扰” ”（fext）。
近端串扰和远端串扰的特征显着不同：近端串扰是一个恒定幅度的脉冲，其脉冲宽度为走线之间耦合区域传播时间的两倍，而远端串扰的特点是窄脉冲，其宽度等于干扰信号的transition time，信号度随着走线之间的耦合区域的增加而增加。
那怎样减少电感和电容耦合呢？
答案就是，减小微带线和参考平面的距离。
微带线与参考平面之间距离减小，cg增加，电容耦合显著减小。
微带线与参考平面之间距离减小，参考平面成为首选返回路径，电感耦合也大大减少。
在数字电路中，由于数字驱动器的低阻抗特性，电感耦合比电容耦合更占主导地位，而电容耦合在高阻抗（通常是模拟）电路中更占主导地位。
共阻抗耦合
pcb 中的第三种也是非常重要的耦合机制是共阻抗耦合。
施扰微带线的回流路径和受扰微带线的回流路径公用一部分，从而产生共阻抗耦合。
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假设参考平面的阻抗为40uohm，则59nv对应电流为1.5ma。
假设，mcu需要10a的电流，则1.5ma，相等于10a的数字电流的 0.015%。
为了避免干扰，必须增加数字和模拟迹线之间的必要间隔 d，以便 99.985% 的数字回流包含在距信号迹线中心线的距离内d。
假设高度h为10 mil ，这需要大于 200 mil（或 5 mm）的间距 d。这个宽度，在现代 pcb 设计中几乎不可能实现。
此时，分割参考平面，是一种解决这种矛盾的方法。
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