供电抑制比(PSRR)与开环闭环D类放大器
开环闭环 d 类放大器逐渐成为消费性音频电子设计人员的优先选择，若要准确地掌握放大器的性能，就需要不同的方式来检视电源纹波的效果。现在的音频设计人员非常重视降低系统成本、缩小体积以及提升音质，而这些都需要高度供电噪音抑制架构才能达成，然而，供电抑制比 (psrr) 测量无法准确判别 d 类桥接负载 (btl) 放大器的性能。本文将探讨传统的 psrr 规格及测量技术，并说明其何以无法确切地测得放大器的供电抑制功能，此外，文中还将提供另一种方式来检视放大器音频性能中的电源纹波效应。
针对 ab 类放大器，psrr 测量能够较准确地指出放大器抑制电源噪音的能力，尤其是对于 se 配置 (详见下文)。首先让我们来了解 d 类放大器对于市场的影响。d 类放大器的高效运作改变了市场的生态，使得工业设计出现大量的创新，尤其是体积尺寸的缩减。然而，这类放大器的架构与 ab 类放大器有根本上的差异，而且几乎清一色地选用 btl 作为其输出配置。
在 btl 配置中，d 类放大器具备由四个 fets 组成的两个输出级 (也称为全桥式)。se d 类放大器则只有由两个 fets 组成的单一输出级 (也称为半桥式)。相较于 se 配置，btl 输出配置具有多项优点，包括特定电源轨的四倍输出功率、较佳的低音回应，以及绝佳的开关噪音抑制性能。btl 架构的缺点则是需要两倍数量的 fet 电晶体，这表示晶粒的大小尺寸及相关成本增加，而且重建滤波器 (lc 滤波器) 的成本加倍。在现今 se 及 btl d 类放大器并行的市场中，btl 占了绝大多数。
在 d 类 btl 配置中，传统的 psrr 测量无法发挥效用。为了深入了解其中的原因，就必须先了解 d 类放大器的运作方式以及 psrr 的测量方式。d 类放大器是切换放大器，输出会以极高的频率在轨与轨之间切换，而此频率一般在 250khz 以上。音频会用来进行切换频率 (方波) 的脉冲宽度调变 (pwm)，然后重建滤波器 (lc 滤波器) 会用来撷取载波频率中的音频。这类切换架构的性能相当高 (架构与开关模式电源供应相同)，但是对于供电噪音的敏感度也远远高于传统的 ab 类放大器。再仔细想想，放大器的输出基本上是电源轨 (经过脉冲宽度调变)，因此任何出现的供电噪音都会直接传送到放大器的输出。
供电抑制比 (psrr) 是测定放大器抑制供电噪音 (亦即纹波) 达到何种程度的测量方式。这是选用音频放大器时必须考虑的重要参数，因为 psrr 不佳的音频放大器通常需要高成本的电源供应及/或大型去耦合电容。在消费市场中，电源供应的成本、尺寸及重量是重要的设计考虑，尤其在体积外型不断缩小、价格急速下滑，而且便携式设计日益普遍的情况下更是如此。
在传统的 psrr 测量中，放大器的电源电压包含 dc 电压及 ac 纹波信号 (vripple)。音频输出为 ac 接地，因此测量期间不会有任何音频。由于所有的电源电压去耦合电容都已移除，因此 vripple 不会明显减弱 (图 1)。此时会测量输出信号，然后使用等式 1 计算 psrr：
等式(1)
图 1. 传统的 psrr 测量
图 2 显示在 d 类 btl 音频放大器上进行的传统 psrr 测量。重建滤波器前后的输出明显出现供电噪音，不过，请注意出现的噪音在负载中为同相位 (in-phase)。因此，测量 psrr 时，vout+ 与 vout- 纹波会相互抵消，产生出供电抑制的错误指示，但是，可以清楚地看到放大器正将电源噪音直接传送到输出。这类 psrr 测量无法指出放大器抑制供电噪音的优劣程度，而 psrr 测量无法发挥效用的主因是输入在测量期间为 ac 接地。在实际应用中，放大器的功用是播放音乐，这正是必须考虑的部分。
播放音频时，供电噪音会与内送音频相互混合/调变，而整个音频频带会产生程度不一的失真状况，btl 配置本身的抵消作用再也无法消除其中的噪音，业界称此为互调失真 (imd)。imd 是两个以上不同频率的信号混合后所产生的结果，而且一般来说，所形成的信号频率不会是其中一种信号的谐波频率 (整数倍数)。
图 2. 具备 lc 滤波器的 btl d 类 psrr 测量
在继续探讨如何应付 psrr 测量的缺陷之前，首先谈论一下回馈。从前文的论述中，应该不难察觉到 d 类放大器本身有电源噪音方面的问题，若不进行反馈，这将成为一个重大缺陷 (在高阶音频应用中，开放回路放大器可达到不错的音质，然而这类放大器一般都具备相当稳定、高性能的电源，而且成本也相当高，因此不能相提并论。) 若要补强对供电噪音的敏感度，设计人员可以设计一个电源已经过良好调节的系统，不过成本会增加，又或者是使用具有反馈的 d 类放大器 (也称为封闭回路放大器)。
在现今的消费性电子产品市场中，大多数的模拟输入 d 类放大器都采用封闭回路。然而，其中的数字输入 i2s 放大器有其缺陷。i2s 放大器通过数字汇流排直接连接于音频处理器或音频来源，由于免除不必要的数字模拟转换，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市场上的封闭回路 i2s 放大器并不普遍，因为要建立反馈回路来进行 pwm 输出取样并且与内送 i2s 数字音频串流 (digital audio stream) 相加总是相当困难的。在模拟反馈系统中，通常是模拟输出与模拟输入相加总，因此较为简易可行。然而，随着 i2s 市场的演变，大多数的 i2s 放大器都采取模拟输入放大器的做法，并采用反馈架构。
显然 psrr 不是测量 btl d 类放大器供电抑制的有效方法，那么应该怎么做？现在回头谈谈互调这个名词。设计人员需要测量在播放音频时所产生的互调失真及其对应的 thd+n 配置。在开始之前，让我们先回顾一下 se 架构。在 se 架构中，不论是 ab 类、d 类或 z 类，都没有 btl 架构的抵消作用，这是因为喇叭的其中一端连接放大器，另一端则接地。因此，对于 ab 类或 d 类放大器而言，在 se 架构中，传统的 psrr 测量都能够确实指出供电噪音抑制的情形。
在进行实验后便能取得一些数据，而藉由下列一系列测量所得的数据，则可分析和比较开放回路及封闭回路 i2s 放大器的电源纹波 imd。数字 1khz 音调注入放大器的输入，而 100hz 的 500mvpp 纹波信号则注入电源供应。通过音频精准度内建于 fft 的功能可取得差动输出的 fft，进而进行观测 imd。
图3 显示封闭回路i2s放大器的imd测量，注意其中的1 khz 输入信号以及几乎不存在的旁波带 (sideband)。反馈回路正有效地抑制互调失真。
图3. tas5706 封闭回路互调曲线图
图 4 显示相同的 imd 测量，但是这次是在 i2s 开放回路放大器进行测量。900 hz 及 1.1khz 的旁波带相当明显，因为其中没有抑制 imd 的反馈。
图 4. 开放回路互调曲线图
现在提供一个好消息。在图 3 及图 4 中，可以清楚看出电源噪音 imd 所产生的效果，不过，就音质而言，imd 是一种很难达到定性的测量方式。进行这种实验时，可选择改为测量 thd+n 配置，以下两项测量将依此进行。thd+n 是以 1khz 数字音频及 500mvpp 电源纹波进行测量，电源纹波频率则介于 50hz 至 1khz 之间。
图 5 显示开放回路放大器在不同电源纹波频率下的 thd+n 曲线图。红线表示电源供应未出现任何纹波的放大器性能，这是最理想的状态。另一条曲线表示介于 50hz 至 1khz 之间的纹波频率。当纹波频率增加时，失真对频率带宽的影响也会增加。通过经过良好调节的电源能够达到良好的开放回路性能，不过，这会使得成本提高，对于现今极为竞争的消费性电子产品市场而言，会是一大问题。
图 5. 开放回路：不同 pvcc 纹波频率的 thd+n 与频率
图 6 显示封闭回路放大器的相同 thd+n 曲线图。其中反馈抑制了互调失真，因此音频未出现任何纹波噪音。
图 6. 封闭回路：不同 pvcc 纹波频率的 thd+n 与频率
结论
本文回顾了测量 psrr 的传统方法，并指出其未能有效测量 btl d 类放大器供电纹波效应的原因。btl 输出配置本身的抵消作用加上测量期间未出现任何音频，便产生了错误的读数。这是规格上的重大缺陷，因为供电噪音抑制性能是选择 d 类放大器时其中一项相当重要的指标，尤其在检视数字输入 (i2s) 封闭回路及开放回路放大器的性能差异时更是如此。若要更正确地了解供电噪音抑制，就必须检查输出出现 1khz 音频信号且电源供应出现噪音时的 imd 及 thd+n情况。
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等式(1)
图 1. 传统的 psrr 测量
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图 2. 具备 lc 滤波器的 btl d 类 psrr 测量
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结论
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