同步整流如何才能提供一个高于S的电压？
当今世界，手机，笔记本电脑等移动设备正在改变着人们的生活。对于这些设备的适配器，人们总是希望能做到小巧轻便，充电快速。为此，各大厂商近期争相推出超小体积快充。
01为什么需要同步整流？
从电源工程师的角度来看，充电速度快意味着更大的输出电流和更多的发热。而体积小巧则意味着更小的散热面积。在这二者双重作用下，热的问题变得棘手。
我们以常用的反激拓扑为例，假定系统输出规格为5v 4a，那么流过副边二极管的平均电流是4a。假设二极管的导通压降是0.7v，在二极管上形成的导通损耗是2.8w，简直热爆了。系统在这种情况下长期工作，会严重影响可靠性和用户使用体验。
遇到这种问题，工程师们自然想到，如果用mos管代替副边输出二极管，当副边续流的时候把副边mos管打开，使其工作在同步整流模式。由于mos的导通阻抗很小，续流过程中发热量就很小。以导通阻抗10mω的mos为例，当输出电流4a时，mos导通损耗仅为0.16w。发热量被大大降低。
02同步整流如何实现供电？
我们都知道，对于nmos，如果要在续流的过程中将mos管打开就需要在g上提供高于s的电压。而在续流的过程中，副边的最高电压就是s点的电压。
如何才能提供一个高于s的电压呢？
工程师们当然能想到用辅助绕组，如上图采用额外的绕组给副边mos的驱动供电。但这种方式需要增加一个变压器绕组和驱动电路，增加的系统的复杂度和成本。
那么，有没有不需要辅助绕组的方案呢？
如上图，如果我们把mos管放到副边输出的低端，可以借助输出电压给mos管供电。这种方式看似完美，但实际上mos放在低端往往会造成系统的emi表现更差。同时如果输出电压较低，就不足以为mos的驱动提供足够的电压，因此无法在低压输出场合应用。
有没有既不需要辅助绕组，又能适应不同输出电压应用，同时也要保证系统emi表现较好的方案呢？
好一个灵魂三连问。答案是：当然有！
以mps公司的mp9989为例。
它可以直接放在输出的高端，可支持低压输出，并且外围电路非常简单，我们称之为理想二极管。
mp9989的秘密武器就是它里面的自供电电路。
当厡边mos打开时，mp9989的mos管反向截止，此时vds出现正压，mp9989内部的自供电电路会给vdd电容充电。当厡边mos关断时，由于vdd电容已经被储能，此时vdd可以为驱动电路供电，保证副边mos的顺利打开。
除此之外，随着usb pd越来越普及，输出的电压范围越来越宽。较高的输出电压会给芯片的耐压带来挑战。以mp9989为例，内置100v的mos，为宽范围设计提供足够裕量。
03如何决定同步整流的开通时机？
有了自供电电路，为副边mos管的开通提供了必要条件。接下来面临的问题是我们如何决定同步整流管的开通时机呢？
以mp9989为例，当反激厡边mos关断时，副边mos将会通过体二极管续流，vds电压将会从正压转变为-0.7v。当芯片检测到这个电压转变后将会打开副边mos管，完成续流。
但是，当反激电源工作在断续模式时，会带来新的挑战。如上图是断续模式下vds电压和副边电流波形。当副边续流结束后，mos管关闭。我们看到此时vds电压出现震荡。某些工况下，vds震荡的幅值会比较大，甚至会震荡到0。此时副边同步整流电路很容易误将续流mos管打开，造成系统异常。
那么mps是如何解决这一问题的呢？
时间就是我们的秘密武器！
对比原边mos关断瞬间和dcm震荡时的vds波形，我们可以看到，震荡条件下vds的电压变化远远慢于正常开通时的电压变化。根据这一区别，mps在芯片内部加入了电压变化率的判断。以mp9989为例，当副边vds下降到2v时，内部时钟开始计时，如果vds电压没有在30ns以内下降到-80mv，我们就认为这并不是正常的开通信号，此时芯片维持关断状态。这样可以有效地避免震荡导致的误导通。
04如何实现同步整流的可靠关断？
解决了何时导通的问题，我们迎来了另一个挑战——何时关断。
从原理上讲，我们总是希望做到当厡边mos打开的同时关闭副边的mos，但是由于厡副边之间并没有通信机制，因此副边mos很难及时响应厡边mos的导通信号。
工程师们一定能想到，可以利用励磁电感的伏秒平衡来计算出关断时刻，常用的伏秒平衡方案示意图如下。没错，理论上根据副边mos的导通时间，可以计算出关断时间，从而知道何时关闭副边mos。
但是，当负载跳变时，为了稳定输出电压，原边绕组的磁通会相应改变。在动态调节过程中，伏秒平衡是不成立的。因此容易导致动态过程中副边mos管不能及时关断，从而出现短路。
除此之外，伏秒平衡原理需要采样开通和关断状态下的变压器励磁电感电压。电压采样电阻的精度和寄生参数引起的电压震荡都会导致伏秒平衡计算出现误差，从而严重影响可靠性。
重要的事情再重复一遍！！！
伏秒平衡只在稳态条件下成立，动态情况下容易误动作，造成短路
vp，vs 采样受外围电阻精度影响，带来计算误差
寄生参数带来的震荡造成vp采样不准，导致计算误差
那么mps是如何解决这一问题的呢？
答案是快速关断技术！
该技术动态调整同步整流mos管gate电压。以mp9989为例，当vds由正压快速转变为负压时，经过开通延时mp9989 的mos管打开进行续流。
这段时间内，副边续流电流较大，vds的电压等于电流乘以导通阻抗。随着续流电流的下降，vds电压随之下降，如下图。
当vds达到40mv后，随着电流的继续下降，mp9989会动态降低gate驱动电压，增大导通阻抗，将vds压降控制到40mv，如下图。此时mos管已经进入半导通状态，gate电压处于较低水平。
到下一个工作周期，反激原边的mos管开通时，副边mos管gate可以由之前的较低的电压水平快速实现关断，保证工作的可靠性。在这项技术的加持下，mps的同步整流产品可以支持600khz开关频率，且适应ccm，dcm，准谐振，有源钳位等反激应用。
看到这里是不是觉得一颗简单的同步整流芯片竟凝聚了mps如此多的创新？
原文标题：【短视频】mps 电源小课堂第九话：副边同步整流，让开关电源精致到无温度修改
文章出处：【微信公众号：mps芯源系统】欢迎添加关注！文章转载请注明出处。
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遇到这种问题，工程师们自然想到，如果用mos管代替副边输出二极管，当副边续流的时候把副边mos管打开，使其工作在同步整流模式。由于mos的导通阻抗很小，续流过程中发热量就很小。以导通阻抗10mω的mos为例，当输出电流4a时，mos导通损耗仅为0.16w。发热量被大大降低。
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我们都知道，对于nmos，如果要在续流的过程中将mos管打开就需要在g上提供高于s的电压。而在续流的过程中，副边的最高电压就是s点的电压。
如何才能提供一个高于s的电压呢？
工程师们当然能想到用辅助绕组，如上图采用额外的绕组给副边mos的驱动供电。但这种方式需要增加一个变压器绕组和驱动电路，增加的系统的复杂度和成本。
那么，有没有不需要辅助绕组的方案呢？
如上图，如果我们把mos管放到副边输出的低端，可以借助输出电压给mos管供电。这种方式看似完美，但实际上mos放在低端往往会造成系统的emi表现更差。同时如果输出电压较低，就不足以为mos的驱动提供足够的电压，因此无法在低压输出场合应用。
有没有既不需要辅助绕组，又能适应不同输出电压应用，同时也要保证系统emi表现较好的方案呢？
好一个灵魂三连问。答案是：当然有！
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它可以直接放在输出的高端，可支持低压输出，并且外围电路非常简单，我们称之为理想二极管。
mp9989的秘密武器就是它里面的自供电电路。
当厡边mos打开时，mp9989的mos管反向截止，此时vds出现正压，mp9989内部的自供电电路会给vdd电容充电。当厡边mos关断时，由于vdd电容已经被储能，此时vdd可以为驱动电路供电，保证副边mos的顺利打开。
除此之外，随着usb pd越来越普及，输出的电压范围越来越宽。较高的输出电压会给芯片的耐压带来挑战。以mp9989为例，内置100v的mos，为宽范围设计提供足够裕量。
03如何决定同步整流的开通时机？
有了自供电电路，为副边mos管的开通提供了必要条件。接下来面临的问题是我们如何决定同步整流管的开通时机呢？
以mp9989为例，当反激厡边mos关断时，副边mos将会通过体二极管续流，vds电压将会从正压转变为-0.7v。当芯片检测到这个电压转变后将会打开副边mos管，完成续流。
但是，当反激电源工作在断续模式时，会带来新的挑战。如上图是断续模式下vds电压和副边电流波形。当副边续流结束后，mos管关闭。我们看到此时vds电压出现震荡。某些工况下，vds震荡的幅值会比较大，甚至会震荡到0。此时副边同步整流电路很容易误将续流mos管打开，造成系统异常。
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当vds达到40mv后，随着电流的继续下降，mp9989会动态降低gate驱动电压，增大导通阻抗，将vds压降控制到40mv，如下图。此时mos管已经进入半导通状态，gate电压处于较低水平。
到下一个工作周期，反激原边的mos管开通时，副边mos管gate可以由之前的较低的电压水平快速实现关断，保证工作的可靠性。在这项技术的加持下，mps的同步整流产品可以支持600khz开关频率，且适应ccm，dcm，准谐振，有源钳位等反激应用。
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文章出处：【微信公众号：mps芯源系统】欢迎添加关注！文章转载请注明出处。
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