如何设计可靠稳定的电源
在开关模式电源转换器中，峰值电流控制因其固有的电流限制和易于控制而非常受欢迎。但是，如果占空比高于50％，则存在不稳定性问题。
一些背景：电流的上升斜率为di/dt = v cc /l p ，其中v cc 是电源电压，l p 是变压器或输出电感的电感。
下降斜率为di/dt = v r /l p ，其中
v r 是反射的二次电压primary =（v o + v f ）×n p /n s 。因此，上升斜率取决于输入电压，下降斜率是恒定的。占空比d为：t on /t = 1/（1 + v cc /v r ）。
以下示例假设为反激转换器，但降压或正激转换器具有相同的问题。
图1，d v r 。黑色波形是电感（电感或初级变压器）中的理论电流。如果有一个小的电流扰动，如红色波形所示，峰值电流限制可以纠正误差，如图所示。该系统本质上是稳定的。
图1稳定的操作
图2运行不稳定
在图2中，v显示相同的波形 cc r ，或d> 0.5。现在，电流的扰动（红色）导致占空比和平均电流的急剧变化。该系统绝对不稳定。如果我们绘制d = 0.5的波形，很容易看出在随后的周期中电流误差保持不变;我们处于不稳定的边界。
为了解决问题，我们不是将峰值电流与固定值进行比较，而是将其与斜坡进行比较，如图3 。我们可以看到，有一个显着的改进：稳定性现在和占空比低于0.5时一样好。图4显示，如果参考斜坡与下电流斜坡具有相同的斜率，则恢复将在一个周期内发生。
图3斜坡电流限制
图4使用相同的斜坡电流限制斜率作为感应下电流
然而，过多的斜率补偿使转换器的行为更像电压模式转换器而不是电流模式转换器。如果参考斜坡的斜率是当前斜率的50％，我们处于不稳定的极限。因此，参考斜坡的实际斜率在电流斜坡的50％和100％之间; 75％是个不错的选择。这种添加参考斜坡的方法称为“斜率补偿”。
增加的斜坡即使在低于50％的占空比下工作的降压，正激或反激转换器也具有优势。如果电感很高且电流纹波很低，噪声可能会导致错误的关断。增加的斜坡使转换器稳定，少量可能就足够了。峰值电流限制的问题在于平均电流随占空比而变化。如果斜率补偿为50％，则可以显示平均电流不随占空比变化，并且电流控制环路得到改善。但是，当占空比接近100％时，可能会出现次谐波振荡。
通常无法访问ic控制器的参考电压。更简单的方法是在输入电流信号上增加一个斜坡：正斜坡将产生与参考电压中的负斜坡相同的效果。标准方法是使用pwm控制器振荡器的斜坡，如图5所示。
图5典型的斜率补偿
这个系统有两个缺点：
并非所有控制器都可以使用振荡器斜坡。
r1的值必须非常低（r1«r2，例如，r1 = 0.1×r2），所以尽管q1缓冲了电阻，加载振荡器电路并且频率可能受损。
图6中的设计理念没有这些问题。它适用于所有控制器，无需依赖其振荡器电路。
图6适用于任何控制器的斜率补偿
当栅极输出为高电平时，斜坡上升，因为r1对c1充电。当栅极输出下降时，c1通过d1＆amp;放电。 r3。斜率补偿量由r2设定。
实际示例将有助于理解电路并计算值。例子是10w 12v连续模式反激式转换器。它必须工作在135到390 vdc输入。
初级电感为33mh，i max = 0.1a，所以r5 = 10？对于1v i s 阈值。
初级的反射次级电压为v r =（v o + v f ）×n p /n s =（12v + 0.6v）×n p /n s = 200v（匝数比为16：1）。开关频率= 100 khz（t =10μs）。
要获得相当线性的斜坡，其最大电压可以选择为1/3 v cc ;也就是说，如果v cc = 12v，则合理的峰值电压为4v。然后斜坡幅度为4v - 0.6v = 3.4v。
计算最大占空比：
d max = 1/（1 + v cc（min）/v r ）= 1/（1 + 140v/200v）= 0.6
on（max） =10μs×0.6 =6μs
斜坡的斜率：
（dv/dt） ramp = 3.4 v/6μs= 567×10 3 v/s
初级电流的下降斜率：
di/dt = 200v/33mh = 6×10 3 a/s
r5中电压的斜率：
（dv/dt） shunt = di/dt×r5 = 60×10 3 v/s
计算r2为75 ％斜率补偿：
r2 = r4×（dv/dt）斜坡/（（dv/dt）分流×0.75）
= 1k？ ×567×10 3 v/s/（60×10 3 v/s×0.75）= 12.6k？
下一步是找到r1和c1的值，r1 <
t = rc ln（（v cc - v 1 ）/（v cc -v 2 ））到得到r1和c1的合适值。在该示例中，t =6μs，v cc = 12v，v 1 = 0.6v，v 2 = 4v，因此结果为rc =17μs。
一个不错的选择是c1 = 22nf且r1 = 750？
放电电阻r3可以尽可能小，同时保持峰值d1电流在其极限范围内; r3×c1«t off 。在我们的例子中，d1是bas16，r3 = 47 ?, t off =4μs，r3×c1 =1μs。
c2的电抗必须远低于r2; c2 = c1是一个方便的选择。
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一些背景：电流的上升斜率为di/dt = v cc /l p ，其中v cc 是电源电压，l p 是变压器或输出电感的电感。
下降斜率为di/dt = v r /l p ，其中
v r 是反射的二次电压primary =（v o + v f ）×n p /n s 。因此，上升斜率取决于输入电压，下降斜率是恒定的。占空比d为：t on /t = 1/（1 + v cc /v r ）。
以下示例假设为反激转换器，但降压或正激转换器具有相同的问题。
图1，d v r 。黑色波形是电感（电感或初级变压器）中的理论电流。如果有一个小的电流扰动，如红色波形所示，峰值电流限制可以纠正误差，如图所示。该系统本质上是稳定的。
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在图2中，v显示相同的波形 cc r ，或d> 0.5。现在，电流的扰动（红色）导致占空比和平均电流的急剧变化。该系统绝对不稳定。如果我们绘制d = 0.5的波形，很容易看出在随后的周期中电流误差保持不变;我们处于不稳定的边界。
为了解决问题，我们不是将峰值电流与固定值进行比较，而是将其与斜坡进行比较，如图3 。我们可以看到，有一个显着的改进：稳定性现在和占空比低于0.5时一样好。图4显示，如果参考斜坡与下电流斜坡具有相同的斜率，则恢复将在一个周期内发生。
图3斜坡电流限制
图4使用相同的斜坡电流限制斜率作为感应下电流
然而，过多的斜率补偿使转换器的行为更像电压模式转换器而不是电流模式转换器。如果参考斜坡的斜率是当前斜率的50％，我们处于不稳定的极限。因此，参考斜坡的实际斜率在电流斜坡的50％和100％之间; 75％是个不错的选择。这种添加参考斜坡的方法称为“斜率补偿”。
增加的斜坡即使在低于50％的占空比下工作的降压，正激或反激转换器也具有优势。如果电感很高且电流纹波很低，噪声可能会导致错误的关断。增加的斜坡使转换器稳定，少量可能就足够了。峰值电流限制的问题在于平均电流随占空比而变化。如果斜率补偿为50％，则可以显示平均电流不随占空比变化，并且电流控制环路得到改善。但是，当占空比接近100％时，可能会出现次谐波振荡。
通常无法访问ic控制器的参考电压。更简单的方法是在输入电流信号上增加一个斜坡：正斜坡将产生与参考电压中的负斜坡相同的效果。标准方法是使用pwm控制器振荡器的斜坡，如图5所示。
图5典型的斜率补偿
这个系统有两个缺点：
并非所有控制器都可以使用振荡器斜坡。
r1的值必须非常低（r1«r2，例如，r1 = 0.1×r2），所以尽管q1缓冲了电阻，加载振荡器电路并且频率可能受损。
图6中的设计理念没有这些问题。它适用于所有控制器，无需依赖其振荡器电路。
图6适用于任何控制器的斜率补偿
当栅极输出为高电平时，斜坡上升，因为r1对c1充电。当栅极输出下降时，c1通过d1＆amp;放电。 r3。斜率补偿量由r2设定。
实际示例将有助于理解电路并计算值。例子是10w 12v连续模式反激式转换器。它必须工作在135到390 vdc输入。
初级电感为33mh，i max = 0.1a，所以r5 = 10？对于1v i s 阈值。
初级的反射次级电压为v r =（v o + v f ）×n p /n s =（12v + 0.6v）×n p /n s = 200v（匝数比为16：1）。开关频率= 100 khz（t =10μs）。
要获得相当线性的斜坡，其最大电压可以选择为1/3 v cc ;也就是说，如果v cc = 12v，则合理的峰值电压为4v。然后斜坡幅度为4v - 0.6v = 3.4v。
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d max = 1/（1 + v cc（min）/v r ）= 1/（1 + 140v/200v）= 0.6
on（max） =10μs×0.6 =6μs
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（dv/dt） ramp = 3.4 v/6μs= 567×10 3 v/s
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c2的电抗必须远低于r2; c2 = c1是一个方便的选择。
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