一种两相ZVT—PWMDC/DC变换器的分析与设计
一种两相zvt—pwmdc/dc变换器的分析与设计
1引言
近几年来，随着软开关技术在dc/dc变换器中的应用日趋成熟，变换器的工作频率提高了，磁性元件以及电容的体积减小了，变换器的功率密度也随之提高了。自80年代初美国vpec(virginiapowerelectroniccenter)的李泽元教授提出了软开关技术的概念后，软开关技术在dc/dc变换器中的应用已分别经历了谐振开关阶段、准谐振阶段以及软开关pwm阶段。其中前两个阶段共有的两大缺陷是：
(1)谐振元件处于功率传输的主电路中，使得开关器件的电压、电流应力增大；
(2)输出电压与开关频率有关，必须采用调频控制，因此不利于输入、输出滤波器的设计。
零过渡pwm技术出现后，受到人们广泛的重视。零过渡pwm变换器的主要优点是：
(1)保留了pwm技术的优点，实现了恒频控制；
(2)谐振元件与主开关并联，不参与功率传输，因此使主开关的电压、电流应力大大减小了；
(3)与以往的软开关变换器相比，能实现零开关条件的电源电压、负载变化范围更宽。
文献1提出的两相zvt(zero?voltage?transition)pwmdc/dc变换器是多相技术与零电压过渡pwm技术相结合的产物。由于使用了多相技术，减少了输出电流的纹波，相对地增大了输出功率。该电路的主开关是零电压开通的，主续流二极管是零电流关断的。
本文针对两相zvt?pwmbuck变换器拓扑结构的特点和工作原理，推导了电压变换比、主开关零电压开通条件等公式，并给出了辅助谐振电路元件参数选取的依据。仿真和实验结果验证了推导的正确性和参数设计的可行性。
2新型两相zvt?pwm变换器的拓扑结构及
工作原理
图1所示为此变换器的拓扑结构。对这种buck型两相zvt?pwm变换器而言，当一个主续流二极管导通时，辅助电路开始工作，为相应相的开关器件提供零电压开通条件。为了使辅助电路有高的工作效率，当辅助电路开始工作时，某一相的有源开关应该处于导通状态。换句话说，占空比d应大于0?5。否则，如图1中所示的辅助电路处理的功率约为d>0?5时的两倍，因而增大了辅助电路的损耗。因此，这种两相zvt?pwm变换器适用于需要电压变换比高于0?5的场合。图2所示为该电路在d>0?5时的主要波形。鉴于以上原因，以下主要对d>0?5时的工作原理以及电路特性做详细的分析。
图1两相zvt?pwmbuck变换器
d>0?5时，两相zvt?pwmbuck变换器的工作原理如下：t0时刻，主开关s1关断，谐振电容c1以i01大小的电流放电，使谐振电容c1上的电压线性下降。t1时刻，主续流二极管d1两端电压vd1降到0，d1开始续流。t2～t3阶段，谐振电流线性上升阶段。t2时刻，辅助开关sr开通，谐振电流ilr流经dr1，并以vs/lr的斜率增大。t3时刻，ilr开始大于i01，主续流二极管d1断开，谐振电感lr与谐振电容c1开始谐振。谐振电容c1两端的电压以正弦规律上升，直到上升到vs，被主开关s1的反并联二极管钳位在vs，为主开关s1创造零电压开通的条件。t4～t5恒流阶段，由于谐振电感lr两端的电压被主开关s1的反并联二极管钳位为零，因此谐振电感lr中的电流保持恒定。在此阶段中的任意时刻开通主开关即为零电压开通。但在辅助开关关断且谐振电感电流下降到i01之前，主开关中并没有电流流过。t5时刻，辅助开关关断，辅助回路续流二极管dr导通，谐振电感电流开始下降，直到下降到负载电流i01时，主开关s1中才开始有电流流过。t6时刻，主开关s1的电流由零开始线性上升，谐振电感lr中的电流继续线性下降，直到t7时刻下降到零。在t7～t8阶段，由主开关s1和s2同时为负载提供能量。 3电路主要特性 假设电路元件均为理想元件，且输出滤波电感lo1、lo2足够大，可近似看为恒流源。但在实际的电路中输出电流难免有纹波，这样io就会有一部分电流被co分流，因此设流过负载电阻ro的电流iro=io×p（00?5时的主要波形
式中：tl为辅助开关超前于主开关s1开通的时间，δt3=t3－δt2，δt4=t4－t3(如图2所示)。
将其归一化，得（4）式中：为辅助开关提前于主开关开通时间的归一化临界值。
当d≤0?5时，使主开关零电压开通的条件是tl≥(5)
将其归一化，得(6)
4控制电路的实现
图3为该变换器控制电路的原理图。两相zvt?pwmbuck变换器两个主开关的驱动信号相位相差180°，用两路幅值相等、相位相反的三角波正好可以实现这种关系。图3中的三角波发生器输出两路幅值相等相位相反的三角波1、2，它们分别与控制电压u＊比较产生两个主开关的控制信号，再将1、2路三角波与u＊＋δu(δu用来产生辅助开关控制信号中超前主开关的部分tl）比较，经单稳电路和与门产生辅助开关的控制信号。
5参数设计由于；，所以对于该变换器而言，一旦选定了zr、f，也就确定了谐振参数lr、cr（c1）。
对于该变换器的设计应以使m的可调范围尽可能地大；m的线性度尽可能地好；辅助开关的电流应力尽可能地小；开关器件的损耗尽可能地小为优化目标。
图3控制电路原理图
图4f、zr对d?m曲线的影响(a)随f变化的d?m曲线(b)随zr变化的d?m曲线
图5随f变化的d—tlmin曲线
图6根据仿真结果拟合成的zr?f?总损耗曲面
图7主开关c?e电压(上)与谐振电感电流(下)波形
图4所示为f、zr对该变换器d?m曲线的影响(fs=35khz)。其中图4(a)所示的一族曲线是一族自上而下f由小变大的d?m曲线。可见，f越大，m的可调范围越大。从这个角度考虑，f应适当地大。图4(b)是一族自上而下zr由小变大的d?m曲线。可见，zr越大，m的可调范围越大，同时zr大于某个值后对m的线性度以及m的可调范围的影响就不是很明显了。同时从减小谐振电感电流峰值的角度出发，zr也应适当地大。
图5为自上而下f由小变大时的一族d?tlmin曲线。可以看出，f越大，为主开关提供零电压开关条件所需辅助开关超前主开关s1开通的时间也就越短，这样就允许占空比的可调范围更大。
根据实验样机的设计指标，做一系列仿真。所得的数据用matlab拟合成的总损耗曲面如图6所示。
最后综合考虑上述优化指标，选择zr=100,f=10(即lr=45?5μh,cr=4?55nf)为实验样机的谐振参数，将其工程化，得到实际的谐振参数为lr=47μh,cr=c1=c2=4.7nf。
6实验结果
根据前面的设计，完成了硬件电路的制作和调试。实验电路输入电压vin=200v，工作频率fs=35khz，将按照式(3)计算出的tl最小值留有一定裕量后作为实验样机的tl，tl=1?8μs,实际输出电压vout=159v,负载电流iro=6?16a，输出功率pout≈980w,电路工作稳定。实验电路的主要波形如图7所示。
由图7中可以看出，谐振电感电流约1μs左右上升到最大值，并保持了一段时间，这说明主开关是零电压开通的，同时也说明根据推导出的主开关零电压开通条件选取的tl是正确的。
7结语
本文介绍了一种更适合于大功率场合的新型两相零过渡pwm变换器，推导了电压变换比的解析表达式，推导了实现零电压开关的条件，并设计了该变换器的控制电路，利用仿真合理地选择电路参数后，通过实验结果证明了推导的正确性和参数选择的可行性。
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