用于ADC和音频测试的高性能源，具有新颖的数字预失真
测试精密仪器需要超低失真和低噪声高性能信号发生器。需要新的概念来确保高性能水平的表征。admx1002等参考设计利用高性能精密数模转换器（dac）简化了这项任务，这些转换器的精度和分辨率达到了前所未有的水平。1此外，添加新颖的数字预失真算法可以进一步增强测试信号保真度，以小巧、低成本的外形尺寸实现前所未有的低失真信号。
介绍
精密模数转换器 （adc） 和高保真音频设备（编解码器、mems 麦克风等）的发展继续增加自动化测试设备 （ate） 对高性能音频和任意信号生成的需求。表征、验证和测试这些器件的直流和交流特性所需的多种高性能仪器对开发和生产测试的成本产生了溢价，有时甚至禁止或限制了测试覆盖率。
在可能的情况下，测试工程师会开发内部解决方案作为替代方案，但这是以牺牲时间和资源为代价的。admx1002超低失真信号发生器模块等参考设计旨在提供一种替代方案来加速这一发展。
图1.admx1002 超低失真和低噪声信号发生器。
admx1002解决了硬件和软件开发方面的挑战。除了通过简单的串行接口抽象化设计复杂性外，它还可自动生成多个正弦波和任意波形。此外，admx1002采用新颖的数字预失真算法，进一步提高了信号链中dac和放大器的性能。
高性能混合信号测试需求
现代adc和其他混合信号器件通常需要一个源来测试高性能直流和交流特性。在所有情况下，源必须超过被测器件 （dut） 的性能。
执行直流测试以确保没有失码，并验证差分非线性（dnl）、积分非线性（inl）以及失调和增益误差。这些测试需要低噪声和高分辨率直流耦合、单脉冲、线性信号，例如斜坡，以表征inl和dnl性能。对于这种类型的测试，需要高分辨率来执行adc中的所有可用代码。
交流测试可验证总谐波失真 （thd）、信噪比和失真比 （sinad） 和无杂散动态范围 （sfdr） 等规格。这些测试通常使用最高质量的音调（正弦波）进行，这意味着它不应包含任何高于目标规格的谐波含量。为了 完成 此 任务， 测试 工程 师 可以 使用 定制 滤波 器 来 消除 测试 信号 中 不需要 的 失真 产物， 从而 增加 系统 的 复杂 性 和 成本。然而，来自源头的宽带噪声很难在目标信号周围滤除。来自源头的噪声需要低于被测adc的本底噪声，以确保其不会降低所需的测量目标。
以下数据手册总结了高性能adc的规格：ad4020/ad4021/ad4022、adaq23878和ad7134，如表1所示。从此表中，我们可以看到我们的目标是使thd优于-123 dbc。
参数
ad4020
adaq23878
ad7134
分辨率，位
20 18 24
采样率，msps
1.8 15 1.5
dnl， ppm
0.3 1 不適用
inl， ppm
1 2.4 2
信噪比，分贝
100.5 89.3 107
谐波失真，分贝
-123 -115 -120
辛纳德，分贝 100 89 106.5
sfdr， dbc
122 114 125
低失真的关键设计考虑因素：分辨率和线性度
失真可以表示为任何给定点的信号幅度误差。这些误差会导致偏离其理想信号形状。对于数字合成信号，具有低至最低有效位（lsb）保证线性度的真正高分辨率dac是准确表示目标信号的每个样本的关键。由于inl和dnl是量化转换器与其理想传递函数偏差的指标，因此这些线性误差对高保真信号的再现有直接影响。
由于周期信号的失真通常以thd表示，因此我们需要量化分辨率和inl对thd的影响，以便做出适当的dac精度选择。为了观察低thd，需要低本底噪声，这意味着需要高信噪比（snr）。从根本上说，转换器的snr受到其量化噪声的限制。人们普遍认为，信噪比和分辨率通过表达式相关
其中 n 是转换器中可用的位数，fs是采样率，bw是测量的带宽。2从表1中，我们可以看到至少需要一个优于100.5 db的snr，或者理想情况下需要三倍，即大约110 db。假设带宽达到第一个奈奎斯特区，则110 db snr所需的分辨率为18位。
接下来，我们需要量化inl和thd之间的关系。为此，我们假设dac具有弱二阶inl。它的传递函数可以用多项式表示
其中y是dac的输出（以伏特为单位），x是输入代码。第一项的系数a表示与输入代码和输出电压相关的理想因子。第二项代表inl，其系数b远小于a。使用该dac产生余弦信号x（t） = cos（ωt）将导致输出
因为三角恒等式
我们可以将dac输出端的信号表示为
第二项现在显示二次谐波失真（hd2）。这种关系表明inl对低失真信号的产生施加了基本限制。该分析也适用于高阶inl项，这些项会产生高次谐波失真分量。例如，添加幅度c的三阶非线性项会产生信号3:
假设我们采用18位dac（根据我们的snr计算），三阶inl为2 lsb，则由三次谐波引起的失真预计为
这将达不到我们优于−123 dbc的设计目标。再增加两个位将使失真再降低12 db，达到−126 dbc。这意味着我们至少需要一个具有20位分辨率的dac来实现失真目标。
信号生成路径设计
要设计能够满足失真和噪声要求的源，首先要设计几个关键元件：dac及其基准电压源电路。这项任务可通过ad5791 20位精密dac实现。如果使用10 v输出范围，其高分辨率和优于1 lsb的线性度可确保最准确地再现误差小于10 μv的信号电平。
输出信号路径的简化图如图2所示。两个ad5791以相反的极性工作，以实现全差分路径，从而进一步提高snr，并将目标信号与地引起的串扰解耦。ltc6655等低噪声基准电压源与ad8676精密运算放大器相结合，可为每个ad5791的高线性度双极性操作提供必要的正基准电压源和负基准电平。
图2.admx1002 框图。
由于ad5791采用高精度架构，使用精密dac生成信号时遇到的一个常见挑战是代码转换之间产生的毛刺能量。4毛刺会扭曲正在生成的信号的时域特性，从而向dut提供不需要的能量。对于周期性信号，这些毛刺会在频域中产生与基频谐波相关的杂散内容。这个问题的一个可能的解决方案是过滤毛刺能量，这会大大降低信号带宽和信号源的建立时间。更好的解决方案是基于采样保持电路实现去毛刺器5采用低电荷注入模拟开关，如运算放大器adg1236和运算放大器ad8676。
图3显示了去毛刺器之后（顶部）和之前（底部）的10 khz方波。底部迹线显示了ad5791输出端存在的代码转换毛刺。dac和去毛刺器更新速率为1 mhz。来自开关的残余电荷注入与产生的信号不谐波相关，可以通过输出端的重建滤波器轻松滤除。
图3.去毛刺器操作。时间刻度：5 μs/格灵敏度：5 mv/格测量带宽：50 mhz。
去毛刺电路产生的信号经过滤波，然后使用采用全差分放大器（fda）ada4945-1的多级六阶低通滤波器到达输出端。需要这种高阶重建滤波器来消除去毛刺器的残余能量和超出第一奈奎斯特区的图像，这些能量可能会混叠回dut的输入频谱。6ada4945-1实现差分输出，以满足现代adc的输入要求。此外，每个ada4945-1仅产生1.8 nv/√hz噪声，并具有保证的0.5 μv/°c失调漂移，可实现高精度。
数字预失真
数字预失真或dpd是一种用于最小化信号路径上组件引入的非线性的技术。dpd需要事先了解需要纠正的误差，以便在工作期间从信号中减去这些误差。因此，必须首先对信号路径进行测量。
测量信号路径误差的挑战在于测量路径需要具有比源路径更低的失真;否则，来自测量路径的误差将被添加到源中，从而降低其性能。即使使用最好的adc和放大器，实现这一点也不容易。例如，ltc2378-20是一款具有业界领先的固有线性度的20位adc，可确保±2 ppm inl，是ad5791的inl的两倍。这意味着不可能通过简单地数字化其传递函数的多个点来测量源路径的传递函数误差。需要采取更好的方法。
admx1002采用获得专利的dpd算法，可改善用于校正源误差的测量路径的线性度。由于目标是降低正弦波形的失真，因此源在测量阶段生成单频音。adc前面的dpd检测路径基于此类信号增强了路径的整体线性度。
波形的多个数字化段用于在数字域中重建信号，然后将其与数学模型进行比较。从此操作中提取校正参数，并将其应用于正弦波的生成。此过程需要多次迭代才能消除可能损坏结果的随机错误。一旦算法找到最佳校正，它就会停止并存储上次迭代中使用的参数以生成信号。该算法的简化流程图如图 4 所示。
图4.在admx1002中使用数字预失真生成波形。
由于校正特定于正在生成的信号，因此必须对具有不同幅度和频率的任何其他信号执行此分析。为了减少在ate系统中设置不同波形所需的时间，处理后的波形数据可以存储在板载闪存中，并随时调用。admx1002可以存储多达15种不同的波形，其中还包括双音或任意模式。
不带dpd的信号链的失真和噪声性能如图5所示。dpd算法对同一单元的影响如图6所示，总thd超过−130 dbc标记。与没有dpd的硬件实现的−115 dbc相比，这提高了15 db。
图5.admx1002的频谱产生2 v rms，1 khz，无dpd。
图6.admx1002的频谱产生2 v rms，1 khz，带dpd。
除dpd算法外，幅度校正算法还使用dpd检测路径来补偿重建滤波器对源路径施加的衰减。
整个系统的处理、接口和控制由 soc 执行，其中包括带有 arm 内核处理器的 fpga 结构。执行的任务包括：®
波形合成
预失真算法执行
非易失性模式存储器管理
去毛刺器的精确定时控制
数据流到数模转换器
模拟前端开关的控制
电源轨控制和排序
主机接口：spi、状态、并行控制
额外的ddr3 sdram支持soc的处理任务，例如直接数据流到数据转换器。
为系统供电
在将所有部件组合在一起时，硬件设计人员始终面临着将高性能电源轨引入整个系统的现实。数字元件通常需要在负载点调节多个低压轨，而模拟和混合信号器件需要与数字元件的电源转换正确解耦，并使用低噪声电压轨供电。为了简化此任务，admx1002包括一个完整的电源子系统，由低压差（ldo）稳压器和电源监控器组成，无需生成多个电源轨。
ldo稳压器消除了来自上游开关模式电源的无用纹波，防止敏感的模拟电路拾取在输出频谱中观察到的杂散。此外，soc 的关键电源轨由 ltc2962 监控，ltc2962 可产生一个电源良好信号，主机系统可轮询该信号以进行诊断。总体而言，admx1002只需要主机提供三个大容量电源轨：+3.3 v、+9.0 v和–9.0 v。简化的电源树如图7所示。
图7.admx1002电源诊断树。
对于ltm8049来说，从+12 v（基于计算机的测试系统中的共电源轨）等正电源轨生成低噪声±9.0 v电源轨的任务是微不足道的任务，它不需要外部磁性元件或复杂的布局。同样，ltm8063也可以将+12 v降压至+3.3 v。adm7172-3.3、lt1965和lt3015等其他ldo稳压器有助于确保没有纹波电流流入紧密封装的admx1002，以保持干净的输出频谱。图8中的框图显示了eval-admx1002fmcz评估板采用的这种配置。
图8.eval-admx100xfmcz 电源树。
结论
本文 证明 了 通过 精心 设计 的 信号 路径 和 信号 处理 技术 可以 满足 对 adc 和 音频 测试 的 需求。实现这一目标需要高分辨率dac，注意确保输出中没有毛刺，并采用低失真放大器实现重建滤波器。通过实施使用混合信号算法优化的数字反馈路径，可以进一步提高性能，以实现精确的信号重建。此外，一种新颖的数字预失真算法可以提取谐波失真信息，用于合成波形，从而补偿源路径的失真。
五大磁传感器供应商合计占总体市场的80%
TCL在CES推出X2和X3量子点电视 全球TV销量达2千万
谜一样的电容隔直通交
电子组合仪表的故障检查
嵌入式XPE操作系统的构建及应用
用于ADC和音频测试的高性能源，具有新颖的数字预失真
区块链被微商玩成了传销虚拟币
皮线光缆1-12芯介绍
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rt-thread 驱动篇（一） serialX 框架理论
魅族15哪个版本最值得买
车载充电器多少瓦合适
汽车行业为什么会缺芯片
一文看懂角度传感器的原理及应用
无源滤波器由什么组成及作用是什么
中国联通与中国电子合作,整合优势资源实现共赢
剩余电流式电气火灾监控系统在火力发电厂的应用
歼10C战机黯然失色？在外军同类机型中是佼佼者
电瓶修复技术之电池维修案例的介绍
介绍
精密模数转换器 （adc） 和高保真音频设备（编解码器、mems 麦克风等）的发展继续增加自动化测试设备 （ate） 对高性能音频和任意信号生成的需求。表征、验证和测试这些器件的直流和交流特性所需的多种高性能仪器对开发和生产测试的成本产生了溢价，有时甚至禁止或限制了测试覆盖率。
在可能的情况下，测试工程师会开发内部解决方案作为替代方案，但这是以牺牲时间和资源为代价的。admx1002超低失真信号发生器模块等参考设计旨在提供一种替代方案来加速这一发展。
图1.admx1002 超低失真和低噪声信号发生器。
admx1002解决了硬件和软件开发方面的挑战。除了通过简单的串行接口抽象化设计复杂性外，它还可自动生成多个正弦波和任意波形。此外，admx1002采用新颖的数字预失真算法，进一步提高了信号链中dac和放大器的性能。
高性能混合信号测试需求
现代adc和其他混合信号器件通常需要一个源来测试高性能直流和交流特性。在所有情况下，源必须超过被测器件 （dut） 的性能。
执行直流测试以确保没有失码，并验证差分非线性（dnl）、积分非线性（inl）以及失调和增益误差。这些测试需要低噪声和高分辨率直流耦合、单脉冲、线性信号，例如斜坡，以表征inl和dnl性能。对于这种类型的测试，需要高分辨率来执行adc中的所有可用代码。
交流测试可验证总谐波失真 （thd）、信噪比和失真比 （sinad） 和无杂散动态范围 （sfdr） 等规格。这些测试通常使用最高质量的音调（正弦波）进行，这意味着它不应包含任何高于目标规格的谐波含量。为了 完成 此 任务， 测试 工程 师 可以 使用 定制 滤波 器 来 消除 测试 信号 中 不需要 的 失真 产物， 从而 增加 系统 的 复杂 性 和 成本。然而，来自源头的宽带噪声很难在目标信号周围滤除。来自源头的噪声需要低于被测adc的本底噪声，以确保其不会降低所需的测量目标。
以下数据手册总结了高性能adc的规格：ad4020/ad4021/ad4022、adaq23878和ad7134，如表1所示。从此表中，我们可以看到我们的目标是使thd优于-123 dbc。
参数
ad4020
adaq23878
ad7134
分辨率，位
20 18 24
采样率，msps
1.8 15 1.5
dnl， ppm
0.3 1 不適用
inl， ppm
1 2.4 2
信噪比，分贝
100.5 89.3 107
谐波失真，分贝
-123 -115 -120
辛纳德，分贝 100 89 106.5
sfdr， dbc
122 114 125
低失真的关键设计考虑因素：分辨率和线性度
失真可以表示为任何给定点的信号幅度误差。这些误差会导致偏离其理想信号形状。对于数字合成信号，具有低至最低有效位（lsb）保证线性度的真正高分辨率dac是准确表示目标信号的每个样本的关键。由于inl和dnl是量化转换器与其理想传递函数偏差的指标，因此这些线性误差对高保真信号的再现有直接影响。
由于周期信号的失真通常以thd表示，因此我们需要量化分辨率和inl对thd的影响，以便做出适当的dac精度选择。为了观察低thd，需要低本底噪声，这意味着需要高信噪比（snr）。从根本上说，转换器的snr受到其量化噪声的限制。人们普遍认为，信噪比和分辨率通过表达式相关
其中 n 是转换器中可用的位数，fs是采样率，bw是测量的带宽。2从表1中，我们可以看到至少需要一个优于100.5 db的snr，或者理想情况下需要三倍，即大约110 db。假设带宽达到第一个奈奎斯特区，则110 db snr所需的分辨率为18位。
接下来，我们需要量化inl和thd之间的关系。为此，我们假设dac具有弱二阶inl。它的传递函数可以用多项式表示
其中y是dac的输出（以伏特为单位），x是输入代码。第一项的系数a表示与输入代码和输出电压相关的理想因子。第二项代表inl，其系数b远小于a。使用该dac产生余弦信号x（t） = cos（ωt）将导致输出
因为三角恒等式
我们可以将dac输出端的信号表示为
第二项现在显示二次谐波失真（hd2）。这种关系表明inl对低失真信号的产生施加了基本限制。该分析也适用于高阶inl项，这些项会产生高次谐波失真分量。例如，添加幅度c的三阶非线性项会产生信号3:
假设我们采用18位dac（根据我们的snr计算），三阶inl为2 lsb，则由三次谐波引起的失真预计为
这将达不到我们优于−123 dbc的设计目标。再增加两个位将使失真再降低12 db，达到−126 dbc。这意味着我们至少需要一个具有20位分辨率的dac来实现失真目标。
信号生成路径设计
要设计能够满足失真和噪声要求的源，首先要设计几个关键元件：dac及其基准电压源电路。这项任务可通过ad5791 20位精密dac实现。如果使用10 v输出范围，其高分辨率和优于1 lsb的线性度可确保最准确地再现误差小于10 μv的信号电平。
输出信号路径的简化图如图2所示。两个ad5791以相反的极性工作，以实现全差分路径，从而进一步提高snr，并将目标信号与地引起的串扰解耦。ltc6655等低噪声基准电压源与ad8676精密运算放大器相结合，可为每个ad5791的高线性度双极性操作提供必要的正基准电压源和负基准电平。
图2.admx1002 框图。
由于ad5791采用高精度架构，使用精密dac生成信号时遇到的一个常见挑战是代码转换之间产生的毛刺能量。4毛刺会扭曲正在生成的信号的时域特性，从而向dut提供不需要的能量。对于周期性信号，这些毛刺会在频域中产生与基频谐波相关的杂散内容。这个问题的一个可能的解决方案是过滤毛刺能量，这会大大降低信号带宽和信号源的建立时间。更好的解决方案是基于采样保持电路实现去毛刺器5采用低电荷注入模拟开关，如运算放大器adg1236和运算放大器ad8676。
图3显示了去毛刺器之后（顶部）和之前（底部）的10 khz方波。底部迹线显示了ad5791输出端存在的代码转换毛刺。dac和去毛刺器更新速率为1 mhz。来自开关的残余电荷注入与产生的信号不谐波相关，可以通过输出端的重建滤波器轻松滤除。
图3.去毛刺器操作。时间刻度：5 μs/格灵敏度：5 mv/格测量带宽：50 mhz。
去毛刺电路产生的信号经过滤波，然后使用采用全差分放大器（fda）ada4945-1的多级六阶低通滤波器到达输出端。需要这种高阶重建滤波器来消除去毛刺器的残余能量和超出第一奈奎斯特区的图像，这些能量可能会混叠回dut的输入频谱。6ada4945-1实现差分输出，以满足现代adc的输入要求。此外，每个ada4945-1仅产生1.8 nv/√hz噪声，并具有保证的0.5 μv/°c失调漂移，可实现高精度。
数字预失真
数字预失真或dpd是一种用于最小化信号路径上组件引入的非线性的技术。dpd需要事先了解需要纠正的误差，以便在工作期间从信号中减去这些误差。因此，必须首先对信号路径进行测量。
测量信号路径误差的挑战在于测量路径需要具有比源路径更低的失真;否则，来自测量路径的误差将被添加到源中，从而降低其性能。即使使用最好的adc和放大器，实现这一点也不容易。例如，ltc2378-20是一款具有业界领先的固有线性度的20位adc，可确保±2 ppm inl，是ad5791的inl的两倍。这意味着不可能通过简单地数字化其传递函数的多个点来测量源路径的传递函数误差。需要采取更好的方法。
admx1002采用获得专利的dpd算法，可改善用于校正源误差的测量路径的线性度。由于目标是降低正弦波形的失真，因此源在测量阶段生成单频音。adc前面的dpd检测路径基于此类信号增强了路径的整体线性度。
波形的多个数字化段用于在数字域中重建信号，然后将其与数学模型进行比较。从此操作中提取校正参数，并将其应用于正弦波的生成。此过程需要多次迭代才能消除可能损坏结果的随机错误。一旦算法找到最佳校正，它就会停止并存储上次迭代中使用的参数以生成信号。该算法的简化流程图如图 4 所示。
图4.在admx1002中使用数字预失真生成波形。
由于校正特定于正在生成的信号，因此必须对具有不同幅度和频率的任何其他信号执行此分析。为了减少在ate系统中设置不同波形所需的时间，处理后的波形数据可以存储在板载闪存中，并随时调用。admx1002可以存储多达15种不同的波形，其中还包括双音或任意模式。
不带dpd的信号链的失真和噪声性能如图5所示。dpd算法对同一单元的影响如图6所示，总thd超过−130 dbc标记。与没有dpd的硬件实现的−115 dbc相比，这提高了15 db。
图5.admx1002的频谱产生2 v rms，1 khz，无dpd。
图6.admx1002的频谱产生2 v rms，1 khz，带dpd。
除dpd算法外，幅度校正算法还使用dpd检测路径来补偿重建滤波器对源路径施加的衰减。
整个系统的处理、接口和控制由 soc 执行，其中包括带有 arm 内核处理器的 fpga 结构。执行的任务包括：®
波形合成
预失真算法执行
非易失性模式存储器管理
去毛刺器的精确定时控制
数据流到数模转换器
模拟前端开关的控制
电源轨控制和排序
主机接口：spi、状态、并行控制
额外的ddr3 sdram支持soc的处理任务，例如直接数据流到数据转换器。
为系统供电
在将所有部件组合在一起时，硬件设计人员始终面临着将高性能电源轨引入整个系统的现实。数字元件通常需要在负载点调节多个低压轨，而模拟和混合信号器件需要与数字元件的电源转换正确解耦，并使用低噪声电压轨供电。为了简化此任务，admx1002包括一个完整的电源子系统，由低压差（ldo）稳压器和电源监控器组成，无需生成多个电源轨。
ldo稳压器消除了来自上游开关模式电源的无用纹波，防止敏感的模拟电路拾取在输出频谱中观察到的杂散。此外，soc 的关键电源轨由 ltc2962 监控，ltc2962 可产生一个电源良好信号，主机系统可轮询该信号以进行诊断。总体而言，admx1002只需要主机提供三个大容量电源轨：+3.3 v、+9.0 v和–9.0 v。简化的电源树如图7所示。
图7.admx1002电源诊断树。
对于ltm8049来说，从+12 v（基于计算机的测试系统中的共电源轨）等正电源轨生成低噪声±9.0 v电源轨的任务是微不足道的任务，它不需要外部磁性元件或复杂的布局。同样，ltm8063也可以将+12 v降压至+3.3 v。adm7172-3.3、lt1965和lt3015等其他ldo稳压器有助于确保没有纹波电流流入紧密封装的admx1002，以保持干净的输出频谱。图8中的框图显示了eval-admx1002fmcz评估板采用的这种配置。
图8.eval-admx100xfmcz 电源树。
结论
本文 证明 了 通过 精心 设计 的 信号 路径 和 信号 处理 技术 可以 满足 对 adc 和 音频 测试 的 需求。实现这一目标需要高分辨率dac，注意确保输出中没有毛刺，并采用低失真放大器实现重建滤波器。通过实施使用混合信号算法优化的数字反馈路径，可以进一步提高性能，以实现精确的信号重建。此外，一种新颖的数字预失真算法可以提取谐波失真信息，用于合成波形，从而补偿源路径的失真。
五大磁传感器供应商合计占总体市场的80%
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谜一样的电容隔直通交
电子组合仪表的故障检查
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用于ADC和音频测试的高性能源，具有新颖的数字预失真
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