双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理
摘要：根据高电压宽输入电力电子变换器的供电需求，设计了一种双管反激辅助电源。分析了双管反激变换器的工作原理；针对宽输入电压范围带来的电流环次谐波振荡问题，设计了斜坡补偿电路；提出了一种电流控制型双管反激变换器的低损耗启动电路。实验证明所设计的高电压宽输入双管反激辅助电源有效可行。
0 引言
各种电力电子变换器系统离不开集成芯片与功率开关，因而需要辅助电源为其中的控制电路、驱动电路、调理与采样电路以及传感器等提供+5 v、±15 v等各种等级的辅助工作电压，辅助电源已成为电力电子变换器的重要组成部分。辅助电源的输入由电力电子变换器母线电压提供，为了保证电力电子变换器的稳定运行，不论母线电压如何变化，辅助电源均要稳定工作，即辅助电源应能在高电压和宽输入范围内输出稳定的电压，保证电力电子变换器的正常工作。
文献[1]中辅助电源使用llc谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入rcd吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。
1 双管反激变换器工作原理分析
双管反激拓扑如图1所示，其中s1、s2为功率开关管，d1、d2为输入端二极管，d3是输出端二极管，c为输出滤波电容，r为输出负载，lm为原边绕组励磁电感，l1为原边绕组漏感，n1为原边线圈匝数，n2为副边线圈匝数；ubus为输入电压，uo为输出电压，il1为原边线圈电流，il2为副边线圈电流，id为二极管d1、d2的续流电流。
反激变换器有连续工作模式(continous conduction mode，ccm)和断续工作模式(discontinous conducion mode，dcm)两种工作模式。与ccm相比， dcm的主要优点为：(1)可以降低磁芯尺寸，提高磁芯利用率，减小系统体积。(2)副边整流二极管关断时电流应力很小。因为在开关管下一次导通之前，二极管d3已经完全关断，所以dcm模式无副边二极管反向恢复带来的问题，在宽输入电压中的高压场合，这种优势更加明显，因此本文设计的双管反激辅助电源主要工作在dcm下。图2为双管反激变换器在dcm模式的工作波形，具有如下四个工作模态：
模态1(t0～t1)：t0时刻，开关管s1、s2同时开通，电力电子变换器系统提供的直流输入电源ubus为变压器原边励磁电感lm和漏电感l1提供能量，原边电感电流以斜率dil1/dt=ubus/(lm+l1)线性上升。二极管d1、d2处于截止关断状态。副边电感电压下正上负，二极管d3反向截止，副边无电流流通，负载由电容提供能量。
模态2(t1～t2)：t1时刻s1、s2同时关断，漏感电流开始下降，原边电感两端电压反向，使得二极管d1、d2立刻导通，钳制了由于漏感所引起的原边绕组感应电势，使之钳位在输入电压ubus，将多余的能量反馈给输入电源，开关管s1、s2所承受的反向电压均为ubus，此时副边电感向电容充电，同时也给负载提供能量。
模态3(t2～t3)：t2时刻原边电感电流值il1下降到零，励磁电感向副边电感传输能量完毕，钳位二极管d1、d2关断，id降为零，il2达到最大值，开关管s1、s2两端电压下降至[ubus+(n1/n2)×uo]/2。此时，由副边电感向电容和负载提供能量。
模态4(t3～t4)：t3时刻副边电感放电结束，副边电感电流il2为零，由副边电感产生的折射电压变为0 v，此时原边开关承受的电压为ubus/2。当到达t4时刻新的工作周期开始。
从上述工作模态分析可见，双管反激变换器开关管最高电压应力仅为直流输入电压ubus，远小于单管反激变换器开关管的电压应力，可见双管反激变换器适用于高电压宽输入场合。
2 电流控制型双管反激变换器的稳定性分析
2.1 电流型pwm控制原理
双管反激辅助电源采用电流型pwm控制，其控制原理图如图3所示。设基准电压为uref，输出电压为uo，采样电阻电压us，直流输入电压为ubus，rs为采样电阻。电流型pwm控制电路以电压uo为外环控制，将电路输出电压uo与基准电压uref经过误差放大器得到电压ue，通过采样电阻rs输出的电感电流采样信号us作为电流内环，电感电流采样信号us与误差放大器的输出信号ue进行比较，当us的值达到ue时，脉宽比较器状态翻转，锁存器复位，pwm置低电平，功率管截止，实现对输出脉冲占空比的控制。
由于引入了电流反馈，电流型pwm控制使系统的性能具有下列优点：(1)具有良好的线性调整率；(2)具有快速的输入输出动态响应；(3)能够有更强的负载电流调整能力。但电流型pwm控制由于电流环的引入，也带来了问题。
2.2 电流型pwm控制存在的问题
由于电流环的引入，电路容易引起次谐波振荡问题。对于一些供电不稳定的电力电子变换器系统，如光伏发电和风力发电等系统，这些系统受环境影响较大，辅助电源直流输入电压会突然发生较大波动，导致辅助电源的占空比突然发生变化，电路更加会产生次谐波振荡问题[7]。
若辅助电源工作在ccm下，电流扰动放大图如图4(a)所示，设电流的上升斜率和下降斜率分别为k1、k2，δi0为t0时刻外部引入的扰动值，δt为引入外部扰动量后电流上升时间变化值，δi1为t1(第1个开关周期结束)时刻电流变化量，δi2为t2(第2个开关周期结束)时刻电流变化量。根据斜率公式可得：
由式(5)可知，要想扰动量对系统影响小，式(5)必须要收敛，即k2/k11，即占空比超过50%，电感电流的上升时间大于整个周期的50%，那么电流下降时间就小于一个周期的50%。在较短的时间内，电流还没有来得及回到初始状态值，下一个工作周期接着又开始了，在这个工作周期内的初始电流变大了。在接下来的一个周期内，电流很快就上升到由误差放大器输出设定的峰值，开关管很快关断，开关管导通时间变短，占空比变窄，和上一个周期相比，这个周期的占空比减小到50%以内，但是这样又导致关断时间太长，下一个周期电流的初始值太小，电感上升到峰值时间变长，使得占空比再一次超过50%，最终会导致电流发生次谐波振荡。
若辅助电源工作在dcm下，电流扰动放大图如图4(b)所示，电流i在一个开关周期结束之前就已经变为零了，扰动电流δi0也跟着变为零，故扰动量不会引入到下一个周期内，辅助电源能够稳定的工作在dcm下。
对于宽输入电压的电力电子变换器辅助电源，虽然按照dcm设计，但是由于输入电压范围较宽，低压重载的情况下很有可能从dcm过渡到临界模式或ccm，也就是不能保证辅助电源一直工作在dcm下，低压情况下输出占空比很可能会大于50%，这样很容易引起次谐波振荡问题，为此需要加入2.3节的斜波补偿电路设计。
2.3斜坡补偿电路的设计
要想解决电流环次谐波振荡问题对系统的影响，需要改变k2与k1的比值，使其小于1。设电流环加入一个正斜率为k、周期和功率开关周期一致的补偿斜坡，则式(3)可变为：
当系统为满占空比的时候，有k>0.5k2。所以只要k>0.5k2，系统必然能达到稳定。
以电流控制型芯片uc3842为例，斜坡补偿电路由图5中q3、r8、r9构成，其中射极跟随器q3的作用是实现阻抗变换，减小振荡网络与斜坡补偿网络的影响，避免对开关频率产生干扰。由于采样电阻rs较小，补偿电压uosc作用在rs上的电压可忽略，则补偿之后芯片3脚上的电压为：
其中us为采样电流得到的电压，uosc为补偿电压，uosc=(δu/δt)ton(由uc3842数据手册可知δu为振荡器幅值的1.6~1.8倍，一般取1.8，δt=0.45×r7×c7，ton为开关管开通时间)。
由上述分析可知只有k>0.5k2，才能实现斜坡补偿。由式(10)可知补偿电压斜率(ton前面的系数)中δu/δt为定值，只有选取合适的r8和r9，才会使得补偿斜率k大于输出电感电流斜率k2的一半[8]。补偿斜率k为电压斜率，故需将输出电感电流斜率k2折算为原边电压斜率，得到(ns/np)(rs)(k2/2)，即得到式(11)：
其中ns为副边绕组匝数，np为原边绕组匝数，k2是输出电感电流下降斜率，即k2=uo/lo，uo为输出电压，lo为对应绕组的电感值。
3 电流控制型双管反激变换器启动电路设计
3.1 传统启动电路
本文双管反激变换器采用电流型控制芯片uc3842进行控制，uc3842通常采用图6所示电路作为启动电路，由数据手册可知，uc3842最小启动电流为11 ma，则启动电阻r1约为140 v/0.011=12.7 kω，启动电阻r1的功率约为1.54 w，考虑到辅助电源的输入电压范围较宽，电阻的功率需要预留3~5倍的余量，为了使辅助电源长期工作在稳定状态，电阻功率至少要达到7.5 w，图6所示启动电路损耗较大。而且在启动完成之后，电阻上的损耗随输入电压的增大而增加，若以最大输入电压为600 v时来算，启动电阻的损耗约为(600 v～15 v)2/(12.7×103)=26.94 w，所以图6所示的传统启动电路并不适用于高电压宽输入场合。
3.2 低损耗启动电路
本文对采用电流型控制芯片uc3842的双管反激变换器提出图7所示的低损耗启动电路。图7与图6相比多加了mos管q1和q2，分别实现启动电路的自启动和自关断。图7中r1为启动电阻，d1、d2、d3为二极管，zd1为13 v的稳压二极管，zd2为15 v稳压二极管。电路刚上电时，通过zd1稳压管将开关管q1的vgs电压稳定在13 v使其开通，由ubus通过启动电阻r1为芯片uc3842提供工作电压。当电路达到稳定工作状态后，反馈绕组上的电压达到芯片正常工作电压15 v，此时mos管q2开通，tp点被接地置低，启动回路的mos管q1关断，直流电源ubus给芯片供电的回路断开，此后由变压器的反馈绕组提供芯片正常工作电压，电路启动完成。该启动电路相比图6所示的uc3842传统启动电路，可以大大减少启动电阻的损耗，拓宽输入电压的范围，提高电力电子变换器的效率和应用范围。
4 实验结果
本文设计了一款双管反激辅助电源，参数如下：输入电压为140 v~600 v，四路输出分别为+5 v/2 a、+5 v/1 a、+15 v/0.5 a、-15 v/0.5 a，开关频率50 khz，变压器采用eel22磁芯，包含有一个原边绕组、四个副边绕组以及一个反馈绕组，采用uc3842实现电流型pwm控制。
图8为输入140 v空载时开关管s1的vgs和vds的波形图，表明开关管s1、s2工作在dcm下，开关管关断时s1的vds最高电压钳位在输入电压。vds后期有波动是原边励磁电感、漏感和mos管寄生电容以及分布电容之间谐振引起的。
图9为输入电压140 v时uc3842的3脚和4脚波形。在t0时间段双管反激变换器开关管导通，电感电流不断增加到峰值且大于零，t0时间段结束后开关管关断，电感电流通过二极管反向续流回馈到电源端，电感电流变为负的最大值并开始减小，t1时间段结束后降为零。t2时间段原边电感放电结束，电感电流在新的周期之前一直是零。
图10(a)和图10(b)分别为原边电感电流、+5 v/2 a副边输出绕组的电感电流与vgs波形，图11(a)和图11(b)为原边电感电流、+5 v/2 a副边绕组的电感电流与vds波形，与图2工作波形分析一致，工作于dcm下。图12为5 v和+15 v输出电压波形，输出电压稳定。
双管反激辅助电源效率曲线图如图13所示，当输入电压为600 v，最高效率可达84%以上，所以双管反激辅助电源更适用于高电压场合。
5 结论
本文设计了一种基于双管反激拓扑，适用于电力电子变换系统高电压宽输入场合的辅助电源。分析了双管反激变换器适用于高电压宽输入场合的原理，针对电流控制芯片中电流环次谐波振荡问题设计了一种斜坡补偿电路。提出了电流控制型双管反激辅助电源的低损耗启动电路。实验证明了所设计的电力电子变换系统辅助电源的可行性和实用性。
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文献[1]中辅助电源使用llc谐振变换器拓扑，该拓扑对谐振参数较为敏感，且仅在谐振点附近效率较高，不适合应用于宽电压输入场合。相比其他拓扑，反激变换器结构简单、体积小、占空比变化范围宽，是辅助电源的理想选择。文献[2-4]中高电压宽输入辅助电源均采用了单端反激拓扑结构，但单端反激变换器开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压、副边折射电压以及漏感尖峰电压之和，在高输入电压时开关管电压应力很大，导致开关管成本大大增加。文献[5]采用两个反激变换器串联来解决单管电压应力大的问题，但是需要额外增加两串变压器绕组，这增加了变压器体积，产生的损耗也是单管反激变换器的两倍，随着风力发电与光伏发电等高电压宽输入电力电子变换器应用范围的不断扩大，急需研发与高电压宽输入电力电子变换场合相适应的辅助电源。双管反激电路开关管所承受的电压应力仅为直流输入电压，开关管关断时的漏感能量通过二极管回馈到直流输入电源，不需加入rcd吸收电路，是高电压宽输入辅助电源的理想选择[6]，本文对此进行研究与设计。
1 双管反激变换器工作原理分析
双管反激拓扑如图1所示，其中s1、s2为功率开关管，d1、d2为输入端二极管，d3是输出端二极管，c为输出滤波电容，r为输出负载，lm为原边绕组励磁电感，l1为原边绕组漏感，n1为原边线圈匝数，n2为副边线圈匝数；ubus为输入电压，uo为输出电压，il1为原边线圈电流，il2为副边线圈电流，id为二极管d1、d2的续流电流。
反激变换器有连续工作模式(continous conduction mode，ccm)和断续工作模式(discontinous conducion mode，dcm)两种工作模式。与ccm相比， dcm的主要优点为：(1)可以降低磁芯尺寸，提高磁芯利用率，减小系统体积。(2)副边整流二极管关断时电流应力很小。因为在开关管下一次导通之前，二极管d3已经完全关断，所以dcm模式无副边二极管反向恢复带来的问题，在宽输入电压中的高压场合，这种优势更加明显，因此本文设计的双管反激辅助电源主要工作在dcm下。图2为双管反激变换器在dcm模式的工作波形，具有如下四个工作模态：
模态1(t0～t1)：t0时刻，开关管s1、s2同时开通，电力电子变换器系统提供的直流输入电源ubus为变压器原边励磁电感lm和漏电感l1提供能量，原边电感电流以斜率dil1/dt=ubus/(lm+l1)线性上升。二极管d1、d2处于截止关断状态。副边电感电压下正上负，二极管d3反向截止，副边无电流流通，负载由电容提供能量。
模态2(t1～t2)：t1时刻s1、s2同时关断，漏感电流开始下降，原边电感两端电压反向，使得二极管d1、d2立刻导通，钳制了由于漏感所引起的原边绕组感应电势，使之钳位在输入电压ubus，将多余的能量反馈给输入电源，开关管s1、s2所承受的反向电压均为ubus，此时副边电感向电容充电，同时也给负载提供能量。
模态3(t2～t3)：t2时刻原边电感电流值il1下降到零，励磁电感向副边电感传输能量完毕，钳位二极管d1、d2关断，id降为零，il2达到最大值，开关管s1、s2两端电压下降至[ubus+(n1/n2)×uo]/2。此时，由副边电感向电容和负载提供能量。
模态4(t3～t4)：t3时刻副边电感放电结束，副边电感电流il2为零，由副边电感产生的折射电压变为0 v，此时原边开关承受的电压为ubus/2。当到达t4时刻新的工作周期开始。
从上述工作模态分析可见，双管反激变换器开关管最高电压应力仅为直流输入电压ubus，远小于单管反激变换器开关管的电压应力，可见双管反激变换器适用于高电压宽输入场合。
2 电流控制型双管反激变换器的稳定性分析
2.1 电流型pwm控制原理
双管反激辅助电源采用电流型pwm控制，其控制原理图如图3所示。设基准电压为uref，输出电压为uo，采样电阻电压us，直流输入电压为ubus，rs为采样电阻。电流型pwm控制电路以电压uo为外环控制，将电路输出电压uo与基准电压uref经过误差放大器得到电压ue，通过采样电阻rs输出的电感电流采样信号us作为电流内环，电感电流采样信号us与误差放大器的输出信号ue进行比较，当us的值达到ue时，脉宽比较器状态翻转，锁存器复位，pwm置低电平，功率管截止，实现对输出脉冲占空比的控制。
由于引入了电流反馈，电流型pwm控制使系统的性能具有下列优点：(1)具有良好的线性调整率；(2)具有快速的输入输出动态响应；(3)能够有更强的负载电流调整能力。但电流型pwm控制由于电流环的引入，也带来了问题。
2.2 电流型pwm控制存在的问题
由于电流环的引入，电路容易引起次谐波振荡问题。对于一些供电不稳定的电力电子变换器系统，如光伏发电和风力发电等系统，这些系统受环境影响较大，辅助电源直流输入电压会突然发生较大波动，导致辅助电源的占空比突然发生变化，电路更加会产生次谐波振荡问题[7]。
若辅助电源工作在ccm下，电流扰动放大图如图4(a)所示，设电流的上升斜率和下降斜率分别为k1、k2，δi0为t0时刻外部引入的扰动值，δt为引入外部扰动量后电流上升时间变化值，δi1为t1(第1个开关周期结束)时刻电流变化量，δi2为t2(第2个开关周期结束)时刻电流变化量。根据斜率公式可得：
由式(5)可知，要想扰动量对系统影响小，式(5)必须要收敛，即k2/k11，即占空比超过50%，电感电流的上升时间大于整个周期的50%，那么电流下降时间就小于一个周期的50%。在较短的时间内，电流还没有来得及回到初始状态值，下一个工作周期接着又开始了，在这个工作周期内的初始电流变大了。在接下来的一个周期内，电流很快就上升到由误差放大器输出设定的峰值，开关管很快关断，开关管导通时间变短，占空比变窄，和上一个周期相比，这个周期的占空比减小到50%以内，但是这样又导致关断时间太长，下一个周期电流的初始值太小，电感上升到峰值时间变长，使得占空比再一次超过50%，最终会导致电流发生次谐波振荡。
若辅助电源工作在dcm下，电流扰动放大图如图4(b)所示，电流i在一个开关周期结束之前就已经变为零了，扰动电流δi0也跟着变为零，故扰动量不会引入到下一个周期内，辅助电源能够稳定的工作在dcm下。
对于宽输入电压的电力电子变换器辅助电源，虽然按照dcm设计，但是由于输入电压范围较宽，低压重载的情况下很有可能从dcm过渡到临界模式或ccm，也就是不能保证辅助电源一直工作在dcm下，低压情况下输出占空比很可能会大于50%，这样很容易引起次谐波振荡问题，为此需要加入2.3节的斜波补偿电路设计。
2.3斜坡补偿电路的设计
要想解决电流环次谐波振荡问题对系统的影响，需要改变k2与k1的比值，使其小于1。设电流环加入一个正斜率为k、周期和功率开关周期一致的补偿斜坡，则式(3)可变为：
当系统为满占空比的时候，有k>0.5k2。所以只要k>0.5k2，系统必然能达到稳定。
以电流控制型芯片uc3842为例，斜坡补偿电路由图5中q3、r8、r9构成，其中射极跟随器q3的作用是实现阻抗变换，减小振荡网络与斜坡补偿网络的影响，避免对开关频率产生干扰。由于采样电阻rs较小，补偿电压uosc作用在rs上的电压可忽略，则补偿之后芯片3脚上的电压为：
其中us为采样电流得到的电压，uosc为补偿电压，uosc=(δu/δt)ton(由uc3842数据手册可知δu为振荡器幅值的1.6~1.8倍，一般取1.8，δt=0.45×r7×c7，ton为开关管开通时间)。
由上述分析可知只有k>0.5k2，才能实现斜坡补偿。由式(10)可知补偿电压斜率(ton前面的系数)中δu/δt为定值，只有选取合适的r8和r9，才会使得补偿斜率k大于输出电感电流斜率k2的一半[8]。补偿斜率k为电压斜率，故需将输出电感电流斜率k2折算为原边电压斜率，得到(ns/np)(rs)(k2/2)，即得到式(11)：
其中ns为副边绕组匝数，np为原边绕组匝数，k2是输出电感电流下降斜率，即k2=uo/lo，uo为输出电压，lo为对应绕组的电感值。
3 电流控制型双管反激变换器启动电路设计
3.1 传统启动电路
本文双管反激变换器采用电流型控制芯片uc3842进行控制，uc3842通常采用图6所示电路作为启动电路，由数据手册可知，uc3842最小启动电流为11 ma，则启动电阻r1约为140 v/0.011=12.7 kω，启动电阻r1的功率约为1.54 w，考虑到辅助电源的输入电压范围较宽，电阻的功率需要预留3~5倍的余量，为了使辅助电源长期工作在稳定状态，电阻功率至少要达到7.5 w，图6所示启动电路损耗较大。而且在启动完成之后，电阻上的损耗随输入电压的增大而增加，若以最大输入电压为600 v时来算，启动电阻的损耗约为(600 v～15 v)2/(12.7×103)=26.94 w，所以图6所示的传统启动电路并不适用于高电压宽输入场合。
3.2 低损耗启动电路
本文对采用电流型控制芯片uc3842的双管反激变换器提出图7所示的低损耗启动电路。图7与图6相比多加了mos管q1和q2，分别实现启动电路的自启动和自关断。图7中r1为启动电阻，d1、d2、d3为二极管，zd1为13 v的稳压二极管，zd2为15 v稳压二极管。电路刚上电时，通过zd1稳压管将开关管q1的vgs电压稳定在13 v使其开通，由ubus通过启动电阻r1为芯片uc3842提供工作电压。当电路达到稳定工作状态后，反馈绕组上的电压达到芯片正常工作电压15 v，此时mos管q2开通，tp点被接地置低，启动回路的mos管q1关断，直流电源ubus给芯片供电的回路断开，此后由变压器的反馈绕组提供芯片正常工作电压，电路启动完成。该启动电路相比图6所示的uc3842传统启动电路，可以大大减少启动电阻的损耗，拓宽输入电压的范围，提高电力电子变换器的效率和应用范围。
4 实验结果
本文设计了一款双管反激辅助电源，参数如下：输入电压为140 v~600 v，四路输出分别为+5 v/2 a、+5 v/1 a、+15 v/0.5 a、-15 v/0.5 a，开关频率50 khz，变压器采用eel22磁芯，包含有一个原边绕组、四个副边绕组以及一个反馈绕组，采用uc3842实现电流型pwm控制。
图8为输入140 v空载时开关管s1的vgs和vds的波形图，表明开关管s1、s2工作在dcm下，开关管关断时s1的vds最高电压钳位在输入电压。vds后期有波动是原边励磁电感、漏感和mos管寄生电容以及分布电容之间谐振引起的。
图9为输入电压140 v时uc3842的3脚和4脚波形。在t0时间段双管反激变换器开关管导通，电感电流不断增加到峰值且大于零，t0时间段结束后开关管关断，电感电流通过二极管反向续流回馈到电源端，电感电流变为负的最大值并开始减小，t1时间段结束后降为零。t2时间段原边电感放电结束，电感电流在新的周期之前一直是零。
图10(a)和图10(b)分别为原边电感电流、+5 v/2 a副边输出绕组的电感电流与vgs波形，图11(a)和图11(b)为原边电感电流、+5 v/2 a副边绕组的电感电流与vds波形，与图2工作波形分析一致，工作于dcm下。图12为5 v和+15 v输出电压波形，输出电压稳定。
双管反激辅助电源效率曲线图如图13所示，当输入电压为600 v，最高效率可达84%以上，所以双管反激辅助电源更适用于高电压场合。
5 结论
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