一种适用于汽车无线电系统AM和FM波段的低噪声开关电源详解
引言
随着汽车启停技术（引擎空闲时自动关闭）应用的日益广泛，越来越多的汽车系统必须工作在低输入电压。热启动（此时电池电压可下降达6v）和冷启动（此时电池电压可下降达3v）期间，会发生此类低输入电压。本文介绍可承受汽车全输入电压范围（包括冷启动和抛负载条件）的中间电压8v开关电源。电源保证为常见子系统提供稳定的8v电源，例如cd驱动器、lcd，以及现代信息娱乐系统中的无线电模块。为避免am和fm波段干扰，开关电源工作在2mhz固定频率，成为无线电系统的理想方案。
低输入电压功能的重要性及emi要求
图1所示为要求不同架构方案的常见汽车系统。
主电源为3.3v的系统中，具有低压差的前端降压转换器就可以满足要求（情形1）。此外，升压转换器可工作在3.3v，能够调节到5v（例如用于can总线收发器）或其它更高电压（情形2）。工作在5v或更高电压轨的系统要求前端“预升压”，以确保降压转换器的输入电压不会下降至规定电压以下（情形3）。
图1 汽车电源解决方案
低电磁辐射（emi）也是对汽车电源的一项关键要求，尤其在敏感的am波段。这里所介绍设计的开关转换器工作在am波段以上，即保证频率高于1.71mhz（中波的上段），满足这一要求，使开关转换器工作在高频还可减小外部无源元件的尺寸和成本。
汽车开关电源的关键设计参数 图2所示为开关电源原理图。该电源包括4.5v至40v升压控制器（ic1）和36v降压控制器（ic2），以及实现正常工作的附加电路。两片ic与外部2mhz方波逻辑信号同步，该信号由微控制器或专用ic提供。这种方法使得在为电源选择最优开关频率时具有很大灵活性。电池在正常工作期间，禁止ic1、ic2调节器将outb节点电压稳定在8v。电池电压在冷启动期间下降时，使能ic1，将outa节点的电压升高。这允许ic2将outb节点的电压稳定在8v。由于两片ic的高可靠性，整个设计可承受高达40v的汽车抛负载。系统经过配置并测试，其主输出（outb）可提供20w功率（8v@2.5a），修改外部元件后甚至可提供更高输出功率。（参见下文中关于ic1和ic2的最优外部元件的讨论。）
图2 开关电源原理图中包括升压控制器（ic1，max15005）和降压控制器（ic2，max16952）
外部元件优化ic2性能
输出电压和开关频率
为了在outb节点调节8v电压，必须选择正确的反馈电阻分压器（由电阻r22和r21组成）。注意，ic2的数据资料建议低边电阻小于100kΩ。为r22选择51kΩ低边电阻分压器，必须根据式1选择高边电阻分压器：
（式1）
式中，vfb = 1v （典型值）。
为r21选择标准电阻值360kΩ，产生的典型输出电压值为：
（式2）
假设电阻容限为1%，整个开关电源的最小和最大电压值（outb）为：
（式3）
（式4）
式中，vfb（min）为0.985v，vfb（max）为1.015v。
根据数据资料建议，外部频率必须高于ic内部所选频率的110%。由于我们将ic2的开关频率与外部2mhz信号同步，所以我们所选内部振荡器电阻r16必须将内部开关频率设定在低于1.8mhz。出于这一原因，我们为r16选择30kΩ电阻。为使ic2以2mhz固定频率开关，必须避免压差条件。该ic可避免压差，直到关断时间（toff）长于100ns（典型值）。这意味着系统的最大占空比不得超过：
（式5）
考虑到降压调节器ic2的效率（eff）为90%，能够确保2mhz固定频率开关的最小输入电压（outa）为：
（式6）
这意味着outa电压不得低于11.11v门限。为保证outa电压总是高于11.11v，电池电压（in节点）低于11.5v时，必须使能ic1。这样就为电感l1和肖特基二极管d2上的压降留出了大约390mv的裕量。
40v抛负载尖峰期间，outa电压达到其高压值，ic2必须将其输出稳定在8v。所以，抛负载尖峰期间，ic2的占空比应为：
（式7）
器件的最小导通时间（ton）为80ns（典型值），使其能够达到的最小占空比为：
（式8）
开关频率为2mhz。
最小0.16占空比确保在40v抛负载期间实现8v稳压。
电感和电流检测 如果您通过使用大电感值减小电感尖峰电流，则可提高ic2的效率。然而，实现这点需要更大的印制电路板（pcb）面积，并使负载调整率变差。作为一种可接受的折衷，可选择电感值使lir（电感峰-峰电流与直流平均电流之比）等于或小于0.3。参考图3考虑下式：
图3 ic2 （max16952）的电感电流
（式9）
（式10）
（式11）
将这些公式合并，得到的公式可计算出l值：
（式12）
所以，常规条件下（outa = 12v）实现lir因子等于或小于0.3的最小电感值为：
（式13）
l2采用标准电感2.2µh，得到的lir因子为0.24，电感峰值电流为：
（式14）
当r20检测电阻上的电压达到68mv（最小值）时，触发限流。为电感容限保留一定裕量，使检测电阻的压降在电感电流达到峰值（ipeak）时为限流门限的60%，从而确定检测电阻大小：
（式15）
因此，为r20选择标准电阻值15mΩ。
优化ic1的外部元件
uvlo门限
为升压转换器ic1选择外部元件的第一步是确定外部欠压锁定（uvlo）门限，通过选择连接在主输入in引脚、on/off引脚和地之间的电阻分压器实现。对于该设计，我们在输入电压低于5v时关断器件;假设冷启动阶段具有较高电压。为r5选择100kΩ电阻后，利用式16选择r4电阻值：
（式16）
所以为r4选择标准电阻值300kΩ。
过压输入（ovi）
如上文针对ic2的讨论，我们必须保证outa节点的电压不低于11.11v，以使降压控制器不超出稳压范围。考虑到这一电压门限，并为电感l1和二极管d2增加合理的压降，ic1必须在in电压下降至11.5v以下时导通。然而，为优化效率，电池电压为正常值（in = 12v）时，ic1不得工作。
为实现这一目的，利用连接在in引脚、ovi引脚及地之间的电阻分压器根据主电源值使能或禁用ic1。所以，当ovi引脚上的电压超过1.228v电压门限时，禁用ic1;当ovi引脚电压下降至1.228v时，ic1导通，典型滞回为125mv。选择低边r2电阻分压器等于20kΩ，考虑到ic1在输入电压上升至11.6v以上时应关断，必须根据式17选择高边r1电阻分压器：
（式17）
采用标准170kΩ r1电阻，当电源电压上升至11.67v以上时，禁用ic1。这为额定12v in电池电压保留了330mv裕量。考虑到ovi比较器上的滞回，我们可估算使能ic1的主电源电压降值：
（式18）
该结果证明滞回太大。我们必将将其降低，使主电源上的电压降门限至少为11.5v，可通过在ovi引脚和ss引脚之间增加串联电阻和肖特基二极管（r3和d1）实现。禁用ic1时，ss引脚内部连接至地，将r3与r2并联，有效减小滞回。r3使用180kΩ电阻，忽略二极管压降，主电源上的新电压降门限变为：
（式19）
采用这一配置，有可能在输入电压上升和下降沿达到目标门限。注意，如果可行，另一种替代方法为使用外部比较器，以监测主电源并直接驱动ovi输入引脚。
输出电压
为维持2mhz固定开关频率，如ic1数据资料所述，所有应用条件下都有必要考虑170ns的最小ton。最小ton造成最小占空比为34%（采用2mhz开关频率），这限制了ic可调节的最小输出电压。请参见图4。为估算该电压门限，必须考虑升压调节器的占空比公式：
（式20）
输入电压（vin）为最大值（本设计中为11.67v）且ic1工作时达到最小占空比。通过改写式20，可估算出在此限制条件下的ic1的最小稳压输出：
（式21）
图4 ic1 （max15005）的电感电流
以上计算条件为最小占空比和最大输入电压，考虑肖特基二极管d2上的压降为0.3v，并忽略nmos n1上的压降。所以，ic1必须将输出电压调节至17.38v以上，以确保所有工作条件下的开关频率均为2mhz。
通过为低边反馈电阻分压器r13选择10kΩ电阻，可以计算出高边反馈电阻分压器r14：
（式22）
式中，vfb（min） = 1.215v。
最后，r14使用1%容限的137kΩ电阻，ic1调节的最小输出电压为：
（式23）
这确保ic1的开关频率总是固定为2mhz。
假设该设计的输出功率等于20w （8v@2.5a），ic2的效率为90%，则ic1的输出功率必须至少为22.3w。所以，考虑到17.53v调节输出电压，ic1的平均输出电流为1.27a。利用ic1调节较高输出电压时，降低输出电流，从而要求低成本d2肖特基二极管。然而，输出电容c7必须能够承受ic1本身调节的输出电压。
同步和最大占空比
为保证ic1开关频率的外部同步，频率必须至少比设置的内部振荡器频率高102%。为r6选择7kΩ电阻，为c4选择100pf电容，ic1的内部振荡器频率大约为1mhz，允许外部同步频率为2mhz。
sync输入检测到同步信号上升沿时，电容c4通过内部1.33ma（典型值）电流源放电。当该电容上的电压（rtct引脚）达到500mv时，电容c4通过连接至vreg5引脚的r6充电，直到检测到下一同步信号上升沿。放电时间（tdischarge）决定调节器的最小toff。如果该时间小于160ns（如本例中），最小toff箝位至160ns。实际上，假设充电时间（tcharge）为340ns （tp = 500ns），rtct上的电压增加：
（式24）
考虑到放电阶段的净放电电流为615μa1，rtct引脚上所增加电压的放电时间等于：
（式25）
160ns最小toff意味着最大占空比为68%。再次将升压调节器占空比公式应用到本例（式20），要求最大占空比（较低输入电压，本例中为5v），ic1将outa引脚上的最大电压调节至：
（式26）
该电压值保证ic2不工作在压差条件。
电感选择
升压调节器的最小输出电流约束电感值的选择。为确保调节器ic1总是工作在连续模式，最小电感值为：
（式27）
该设计中，最差条件为vin处于其最大值（11.67v）时，对应占空比为37%。
当8v节点的最小电流为1a，降压转换器ic2的效率为90%时，降压调节器的最小输出功率变为9.44w。该功率对应于538ma最小输出电流iouta（min），由升压调节器源出。综合考虑这些情况，解式27，最小电感值为1.32μh。对于本设计，为l1选择2.2μh电感。
电流检测
当检测电阻上的电压达到典型值305mv时，触发ic1的限流。所以，为正确选择该电阻，必须计算升压电感中的峰值电流：
（式28）
输入电压为其最小值时，达到峰值。本例中为5v，最大占空比为68%。如在式26中的计算，升压输出电压（outa引脚）为15.32v，要求1.46a的iouta电流，以为ic2提供必要功率。最差情况下，电感峰值电流为4.95a。为保留合适裕量，将检测电阻设计为在电感电流达到峰值时的压降为200mv。
（式29）
所以，为r10选择40mΩ电阻。
实验室测试 冷启动测试
在实验室进行了冷启动测试。强制主电源电压（in）在10ms内从12v降至7v。如图1所示，当in电压下降时，ic1开始将outa电压升高至17.5v。这允许ic2将outb电压调节至8v。另一方面，当输入电压返回至其工作值时，ic1停止工作，outa电压下降至in电压，二极管d2和电感l1上有小量压降。每次测试时，outb引脚上的输出负载为2.5a。
图1
图2
图3
图2和图3所示分别为放大的冷启动电压下降和上升阶段。
分析频域 借助于示波器的嵌入式fft工具，将冷启动期间ic2的开关节点lx_buck引脚电压的频谱显示于图4 （in电压下降）和图5 （in电压上升）。注意，频谱包括2mhz频率、相应谐波，当然还有直流分量。没有低于2mhz的交流分量，从而防止am波段的噪声干扰。
对ic1的开关节点lx_boost执行相同的过程。图6和图7中的测试结果显示有2mhz频率、谐波、直流分量，消除了am波段噪声。
图4
图5
图6
图7
可选的设计改进 为优化效率，正常应用条件下，如果升压调节器ic1不工作，设计者可旁路肖特基二极管d2。主电源为正常值时，将一个n沟道mosfet与d2并联，可以实现这一目的。为降低电磁干扰（emi），减缓mosfet栅极上的电压沿并增加外部电阻（r8、r17、r18和r19）。这样将增加功耗。为滤除ic1电流检测波形中的尖峰脉冲，增加一个小rc滤波器（c6和r9）将非常有用。通过向r7电阻增加失调，也可降低ic1的限流门限。这将降低检测电阻r10上的功耗。
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低输入电压功能的重要性及emi要求
图1所示为要求不同架构方案的常见汽车系统。
主电源为3.3v的系统中，具有低压差的前端降压转换器就可以满足要求（情形1）。此外，升压转换器可工作在3.3v，能够调节到5v（例如用于can总线收发器）或其它更高电压（情形2）。工作在5v或更高电压轨的系统要求前端“预升压”，以确保降压转换器的输入电压不会下降至规定电压以下（情形3）。
图1 汽车电源解决方案
低电磁辐射（emi）也是对汽车电源的一项关键要求，尤其在敏感的am波段。这里所介绍设计的开关转换器工作在am波段以上，即保证频率高于1.71mhz（中波的上段），满足这一要求，使开关转换器工作在高频还可减小外部无源元件的尺寸和成本。
汽车开关电源的关键设计参数 图2所示为开关电源原理图。该电源包括4.5v至40v升压控制器（ic1）和36v降压控制器（ic2），以及实现正常工作的附加电路。两片ic与外部2mhz方波逻辑信号同步，该信号由微控制器或专用ic提供。这种方法使得在为电源选择最优开关频率时具有很大灵活性。电池在正常工作期间，禁止ic1、ic2调节器将outb节点电压稳定在8v。电池电压在冷启动期间下降时，使能ic1，将outa节点的电压升高。这允许ic2将outb节点的电压稳定在8v。由于两片ic的高可靠性，整个设计可承受高达40v的汽车抛负载。系统经过配置并测试，其主输出（outb）可提供20w功率（8v@2.5a），修改外部元件后甚至可提供更高输出功率。（参见下文中关于ic1和ic2的最优外部元件的讨论。）
图2 开关电源原理图中包括升压控制器（ic1，max15005）和降压控制器（ic2，max16952）
外部元件优化ic2性能
输出电压和开关频率
为了在outb节点调节8v电压，必须选择正确的反馈电阻分压器（由电阻r22和r21组成）。注意，ic2的数据资料建议低边电阻小于100kΩ。为r22选择51kΩ低边电阻分压器，必须根据式1选择高边电阻分压器：
（式1）
式中，vfb = 1v （典型值）。
为r21选择标准电阻值360kΩ，产生的典型输出电压值为：
（式2）
假设电阻容限为1%，整个开关电源的最小和最大电压值（outb）为：
（式3）
（式4）
式中，vfb（min）为0.985v，vfb（max）为1.015v。
根据数据资料建议，外部频率必须高于ic内部所选频率的110%。由于我们将ic2的开关频率与外部2mhz信号同步，所以我们所选内部振荡器电阻r16必须将内部开关频率设定在低于1.8mhz。出于这一原因，我们为r16选择30kΩ电阻。为使ic2以2mhz固定频率开关，必须避免压差条件。该ic可避免压差，直到关断时间（toff）长于100ns（典型值）。这意味着系统的最大占空比不得超过：
（式5）
考虑到降压调节器ic2的效率（eff）为90%，能够确保2mhz固定频率开关的最小输入电压（outa）为：
（式6）
这意味着outa电压不得低于11.11v门限。为保证outa电压总是高于11.11v，电池电压（in节点）低于11.5v时，必须使能ic1。这样就为电感l1和肖特基二极管d2上的压降留出了大约390mv的裕量。
40v抛负载尖峰期间，outa电压达到其高压值，ic2必须将其输出稳定在8v。所以，抛负载尖峰期间，ic2的占空比应为：
（式7）
器件的最小导通时间（ton）为80ns（典型值），使其能够达到的最小占空比为：
（式8）
开关频率为2mhz。
最小0.16占空比确保在40v抛负载期间实现8v稳压。
电感和电流检测 如果您通过使用大电感值减小电感尖峰电流，则可提高ic2的效率。然而，实现这点需要更大的印制电路板（pcb）面积，并使负载调整率变差。作为一种可接受的折衷，可选择电感值使lir（电感峰-峰电流与直流平均电流之比）等于或小于0.3。参考图3考虑下式：
图3 ic2 （max16952）的电感电流
（式9）
（式10）
（式11）
将这些公式合并，得到的公式可计算出l值：
（式12）
所以，常规条件下（outa = 12v）实现lir因子等于或小于0.3的最小电感值为：
（式13）
l2采用标准电感2.2µh，得到的lir因子为0.24，电感峰值电流为：
（式14）
当r20检测电阻上的电压达到68mv（最小值）时，触发限流。为电感容限保留一定裕量，使检测电阻的压降在电感电流达到峰值（ipeak）时为限流门限的60%，从而确定检测电阻大小：
（式15）
因此，为r20选择标准电阻值15mΩ。
优化ic1的外部元件
uvlo门限
为升压转换器ic1选择外部元件的第一步是确定外部欠压锁定（uvlo）门限，通过选择连接在主输入in引脚、on/off引脚和地之间的电阻分压器实现。对于该设计，我们在输入电压低于5v时关断器件;假设冷启动阶段具有较高电压。为r5选择100kΩ电阻后，利用式16选择r4电阻值：
（式16）
所以为r4选择标准电阻值300kΩ。
过压输入（ovi）
如上文针对ic2的讨论，我们必须保证outa节点的电压不低于11.11v，以使降压控制器不超出稳压范围。考虑到这一电压门限，并为电感l1和二极管d2增加合理的压降，ic1必须在in电压下降至11.5v以下时导通。然而，为优化效率，电池电压为正常值（in = 12v）时，ic1不得工作。
为实现这一目的，利用连接在in引脚、ovi引脚及地之间的电阻分压器根据主电源值使能或禁用ic1。所以，当ovi引脚上的电压超过1.228v电压门限时，禁用ic1;当ovi引脚电压下降至1.228v时，ic1导通，典型滞回为125mv。选择低边r2电阻分压器等于20kΩ，考虑到ic1在输入电压上升至11.6v以上时应关断，必须根据式17选择高边r1电阻分压器：
（式17）
采用标准170kΩ r1电阻，当电源电压上升至11.67v以上时，禁用ic1。这为额定12v in电池电压保留了330mv裕量。考虑到ovi比较器上的滞回，我们可估算使能ic1的主电源电压降值：
（式18）
该结果证明滞回太大。我们必将将其降低，使主电源上的电压降门限至少为11.5v，可通过在ovi引脚和ss引脚之间增加串联电阻和肖特基二极管（r3和d1）实现。禁用ic1时，ss引脚内部连接至地，将r3与r2并联，有效减小滞回。r3使用180kΩ电阻，忽略二极管压降，主电源上的新电压降门限变为：
（式19）
采用这一配置，有可能在输入电压上升和下降沿达到目标门限。注意，如果可行，另一种替代方法为使用外部比较器，以监测主电源并直接驱动ovi输入引脚。
输出电压
为维持2mhz固定开关频率，如ic1数据资料所述，所有应用条件下都有必要考虑170ns的最小ton。最小ton造成最小占空比为34%（采用2mhz开关频率），这限制了ic可调节的最小输出电压。请参见图4。为估算该电压门限，必须考虑升压调节器的占空比公式：
（式20）
输入电压（vin）为最大值（本设计中为11.67v）且ic1工作时达到最小占空比。通过改写式20，可估算出在此限制条件下的ic1的最小稳压输出：
（式21）
图4 ic1 （max15005）的电感电流
以上计算条件为最小占空比和最大输入电压，考虑肖特基二极管d2上的压降为0.3v，并忽略nmos n1上的压降。所以，ic1必须将输出电压调节至17.38v以上，以确保所有工作条件下的开关频率均为2mhz。
通过为低边反馈电阻分压器r13选择10kΩ电阻，可以计算出高边反馈电阻分压器r14：
（式22）
式中，vfb（min） = 1.215v。
最后，r14使用1%容限的137kΩ电阻，ic1调节的最小输出电压为：
（式23）
这确保ic1的开关频率总是固定为2mhz。
假设该设计的输出功率等于20w （8v@2.5a），ic2的效率为90%，则ic1的输出功率必须至少为22.3w。所以，考虑到17.53v调节输出电压，ic1的平均输出电流为1.27a。利用ic1调节较高输出电压时，降低输出电流，从而要求低成本d2肖特基二极管。然而，输出电容c7必须能够承受ic1本身调节的输出电压。
同步和最大占空比
为保证ic1开关频率的外部同步，频率必须至少比设置的内部振荡器频率高102%。为r6选择7kΩ电阻，为c4选择100pf电容，ic1的内部振荡器频率大约为1mhz，允许外部同步频率为2mhz。
sync输入检测到同步信号上升沿时，电容c4通过内部1.33ma（典型值）电流源放电。当该电容上的电压（rtct引脚）达到500mv时，电容c4通过连接至vreg5引脚的r6充电，直到检测到下一同步信号上升沿。放电时间（tdischarge）决定调节器的最小toff。如果该时间小于160ns（如本例中），最小toff箝位至160ns。实际上，假设充电时间（tcharge）为340ns （tp = 500ns），rtct上的电压增加：
（式24）
考虑到放电阶段的净放电电流为615μa1，rtct引脚上所增加电压的放电时间等于：
（式25）
160ns最小toff意味着最大占空比为68%。再次将升压调节器占空比公式应用到本例（式20），要求最大占空比（较低输入电压，本例中为5v），ic1将outa引脚上的最大电压调节至：
（式26）
该电压值保证ic2不工作在压差条件。
电感选择
升压调节器的最小输出电流约束电感值的选择。为确保调节器ic1总是工作在连续模式，最小电感值为：
（式27）
该设计中，最差条件为vin处于其最大值（11.67v）时，对应占空比为37%。
当8v节点的最小电流为1a，降压转换器ic2的效率为90%时，降压调节器的最小输出功率变为9.44w。该功率对应于538ma最小输出电流iouta（min），由升压调节器源出。综合考虑这些情况，解式27，最小电感值为1.32μh。对于本设计，为l1选择2.2μh电感。
电流检测
当检测电阻上的电压达到典型值305mv时，触发ic1的限流。所以，为正确选择该电阻，必须计算升压电感中的峰值电流：
（式28）
输入电压为其最小值时，达到峰值。本例中为5v，最大占空比为68%。如在式26中的计算，升压输出电压（outa引脚）为15.32v，要求1.46a的iouta电流，以为ic2提供必要功率。最差情况下，电感峰值电流为4.95a。为保留合适裕量，将检测电阻设计为在电感电流达到峰值时的压降为200mv。
（式29）
所以，为r10选择40mΩ电阻。
实验室测试 冷启动测试
在实验室进行了冷启动测试。强制主电源电压（in）在10ms内从12v降至7v。如图1所示，当in电压下降时，ic1开始将outa电压升高至17.5v。这允许ic2将outb电压调节至8v。另一方面，当输入电压返回至其工作值时，ic1停止工作，outa电压下降至in电压，二极管d2和电感l1上有小量压降。每次测试时，outb引脚上的输出负载为2.5a。
图1
图2
图3
图2和图3所示分别为放大的冷启动电压下降和上升阶段。
分析频域 借助于示波器的嵌入式fft工具，将冷启动期间ic2的开关节点lx_buck引脚电压的频谱显示于图4 （in电压下降）和图5 （in电压上升）。注意，频谱包括2mhz频率、相应谐波，当然还有直流分量。没有低于2mhz的交流分量，从而防止am波段的噪声干扰。
对ic1的开关节点lx_boost执行相同的过程。图6和图7中的测试结果显示有2mhz频率、谐波、直流分量，消除了am波段噪声。
图4
图5
图6
图7
可选的设计改进 为优化效率，正常应用条件下，如果升压调节器ic1不工作，设计者可旁路肖特基二极管d2。主电源为正常值时，将一个n沟道mosfet与d2并联，可以实现这一目的。为降低电磁干扰（emi），减缓mosfet栅极上的电压沿并增加外部电阻（r8、r17、r18和r19）。这样将增加功耗。为滤除ic1电流检测波形中的尖峰脉冲，增加一个小rc滤波器（c6和r9）将非常有用。通过向r7电阻增加失调，也可降低ic1的限流门限。这将降低检测电阻r10上的功耗。
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