新型同步SAR模数转换器的片上校准优势
本文评估了阻性模数转换器（adc）前面使用的外部电阻的影响。这些同步采样adc系列包括一个高输入阻抗阻性可编程增益放大器（pga），用于驱动adc并调整输入信号，从而实现直接传感器接口。但是，设计最终会在模拟输入前添加外部电阻有几个原因。以下各节提供了预期增益误差的理论解释（随电阻尺寸的函数关系）以及最小化这些误差的不同方法。本文还探讨了不同校准选项的电阻容差和adc的输入阻抗影响。除了理论研究之外，台架测量还比较了多个器件，以证明片上增益校准功能所达到的出色精度。增益校准功能可在很宽的前端电阻值范围内实现小于0.05%的系统误差，无需执行任何校准程序，只需为每个通道写入一个寄存器即可。
介绍
传统上，同步采样逐次逼近寄存器（sar）adc被定义为对主要由能源客户表达的保护继电器应用的需求的响应。在输配电网络中，保护继电器监控电网，以在尽可能短的时间内对任何故障情况（过压或过电流）做出反应，以避免严重损坏。
为了监测传输的功率，需要同时测量电流和电压。电流通过电流互感器（ct）测量，该变压器按比例调节电流，提供隔离并通过负载电阻转换为电压。电压通过电阻网络测量，电阻网络是一个分压器，可将电压从kv范围缩小到v范围。adi公司提供同步采样adc以监控电压和电流，从而简化双通道、四通道或八通道器件的功耗计算。图1所示为通常用于测量单相、多相电气系统中功率的信号链图，这需要更高通道数的数据采集系统（das），即三相加中性线的8个通道。
图1.电源监控应用中的典型信号链。为简单起见，仅显示一个阶段。
何时使用外部前端电阻器
虽然阻性输入adc设计为直接与大多数传感器接口，但在某些情况下，可能需要在模拟输入前面放置外部电阻。例如，如果应用需要额外的抗混叠滤波或保护输入免受过流故障情况的影响，则可能出现这种情况。
抗混叠滤波器
尽管阻性输入adc通常提供内部抗混叠滤波器，但许多应用可能会以较低的采样频率运行，因此需要较低的转折频率。
一个常见的要求是每个电力线周期收集 256 个样本，也就是说，对于 50 hz 电网系统，采样频率 （fs） 的 12.8 ksps。
如此低的采样频率使得在阻性adc的输入前面需要一个外部低通滤波器（lpf），从而抑制高于约6.4 khz（奈奎斯特频率（fs/2).这可以通过添加一阶rc滤波器来实现。
输入保护
在其他应用示例中，特别是在保护继电器市场中，当发生故障时，可能会有过电流流入模拟输入引脚。为避免损坏器件，绝对最大额定值（amr）指示将输入电流限制在10 ma以下。为此，建议放置一个外部串联电阻，以限制这种潜在的输入电流。
如果传感器输出意外增加到±30 v（因为输入箝位保护电路可以承受高达±16.5 v的电压），输入箝位保护电路将打开并吸收可能损坏器件的大电流。放置一个1.35 kω r滤波器在模拟输入前面可以防止大于10 ma的电流在过应力期间流入;但是，建议使用较大的电阻（例如10 kω）来保护最大限度。
图2.ad7606输入保护箝位曲线
在任何情况下，必须使用公式2计算出的电阻（即抗混叠滤波器（aaf）或电流限值）中的较大电阻，以确保同时满足这两个条件。但请注意，如果在故障条件下模拟输入信号的潜在过应力低于±21 v，并且不需要外部aaf，则可能不需要外部电阻。
外部电阻引入的误差
引入此类外部电阻（无论是用于额外滤波还是防止大电流）的缺点是它们对系统精度的影响。例如，ad7606经过工厂调整，可提供极低的失调和增益误差，即32 lsb1和最大 6 lsb — 在整个温度和电源范围内。但是，通过增加外部无源器件，这些规格不再有效，因为系统增益误差（系统理解为电阻输入adc加上前面的电阻）变得大于ad7606的增益误差。这种系统增益误差是系统设计人员关注的问题，因为这意味着他们必须自己执行系统增益校准，以便其最终产品达到标准或最终用户规定的精度目标。系统增益校准可以通过两种方式完成：
在生产中执行增益校准，即通过校准例程传递每个制造系统，存储校准系数，并使用它们来消除增益误差。这类似于adc在ic级的作用，但在系统级。
对每个adc采样应用固定校正因子。由于根据下一节给出的分析，系统增益误差已得到很好的理解，因此数字主机控制器可以将从adc获得的每个样本乘以消除系统增益误差的因子。这在后面称为后端校准。
第一种解决方案可能达到最大的精度，但需要较长的生产测试时间，这大大增加了产品的成本。第二种解决方案虽然更便宜，但精度较低，因为它依赖于adc的典型输入阻抗，并且意味着使用控制器资源，在某些情况下可能会受到限制。或者，为了避免这两种并发症，客户可以 要求输入阻抗越来越大，在这种情况下，前端电阻引入的误差会减小，从而提高系统精度。通过这种方法，问题从系统问题转移到ic问题。然而，它可能不是最有效的方法，因为增加输入阻抗意味着必须开发新的解决方案，这需要时间并导致新的问题，例如由于较大的片内电阻而导致更高的噪声。ad7606b和ad7606c具有片内增益校准功能，可消除外部电阻引入的系统增益误差，无需执行任何校准即可实现最高精度，因此不会增加系统解决方案的成本。
增益误差
pga的增益由反馈电阻（rfb），可通过编程设置模拟输入范围和输入阻抗（r在），这是固定的和 通常为 1 mω。这些电阻经过调整以正确设置pga增益，从而将±10 v或±5 v模拟输入信号（ain+/-）向下调节至adc输入范围，即 ±4.4 v，如图3所示。
图3.ad7606内部pga。仅显示±10 v范围作为示例。
但是，当串联电阻放置在pga前面时，我们将其称为r滤波器—其增益从理想值修改。该电阻器确实在修改 等式3的分母;因此，系统增益低于调整后的增益。
图4.ad7606模拟输入前面的串联电阻（vx+ 和 vx-） 修改系统增益。
例如，如果在ad7606前面使用30 kω电阻，则adc输出端的10 v输入信号不再是10 v信号，因为ad7606的pga输出不再是4.4 v。pga输出将为4.2718 v，如果我们绘制新的理论系统增益传递函数，即大约–3%的增益误差，如图5所示，我们可以看到。
图5.pga 输出的振幅随 r 的大小而减小滤波器.（a） 以伏特为单位显示 pga 输出电压，（b） 以满量程的百分比显示 pga 输出电压。
我们可以将增益误差计算为r的函数滤波器由：
为了便于评估，公式5可以图形表示为系统增益误差，单位为满量程（fs）与r的百分比滤波器，如图 6 所示。
图6.系统增益误差（满量程的百分比）与外部r的函数关系滤波器ad7606中的电阻（1 mω输入阻抗）。
图7.ad7606b的pga输出幅度受外部r的影响较小滤波器，因为输入阻抗较高（5 mω）。
ad7606b/ad7606c代产品
在ad7606b项目开发中，定义的三种产品具有输入阻抗和分辨率，如表1所示。
通用 典型输入阻抗 分辨率
ad7606b 5兆安 16 位
ad7606c-16 1.2兆安时 16 位
ad7606c-18 1.2兆安时 18 位
无论哪种情况，r是否在为5 mω或1.2 mω，串联电阻越大（r滤波器），系统增益越低，即增益误差增加得越多。 但是，r 越大在，对 r 的影响越小滤波器原因，如公式5所示。理论上，对于大至50 kω的电阻，系统增益误差从近5%降至1%。
图8中5 mω和1 mω输入阻抗器件之间的比较显示了对系统增益误差的影响。
图8.系统增益误差（满量程的百分比）比较取决于输入阻抗（r在).
在某些应用中，可以容忍这种增益误差。如此低的误差消除了以前对系统校准的需求，这是设计具有更高输入阻抗的pga时的目标。但是，在其他一些应用中，1%的系统增益误差可能仍超过行业标准或客户规定的要求，因此无论如何都可能需要校准。
后端校准与片上校准
传统校准在系统工厂测试期间进行。该过程是：
连接零电平（zs）输入并测量失调误差。
删除偏移。
连接满量程（fs）输入并测量增益误差。
消除增益误差。
然而，在这种情况下，由于系统增益误差可以通过公式5很好地理解，因此可以通过对数据进行后处理在控制器端轻松消除，也就是说，添加一个校准因子（k）来恢复公式4中引入的误差，使得校准后得到的系统增益变得与公式3中定义的理想增益相似。
但这种方法（我们称之为后端增益校准）有两个主要缺点：
它消耗控制器端（微控制器/dsp/fpga）的资源。
它假设 r在作为其典型值，而这些电阻具有15%的容差，因此它因器件而异。
通过扫除 r在从最小值到最大值的值，同时保持校准因子（k）恒定，从公式6和图10可以看出校准精度如何取决于内部电阻容差，这对用户来说是不可预测的。
图9.后端校准块。校准在主控制器上完成，假设r的典型值在并知道外部电阻值r滤波器.
图10显示了后端校准后的理论增益误差与r的函数关系滤波器，适用于ad760615%容差范围内的各种输入阻抗值。如果输入阻抗与数据手册的典型规格（绿线）相同，则后端校准可消除r引入的增益误差滤波器完全。但是，如果在最坏的情况下，控制器假定 r在= 1.2 mω（ad7606c-16数据手册中列出的典型输入阻抗），但该电阻确实为1 mω（数据手册中列出的最小值），后端校准会失去精度，对于给定r，增益误差大于0.5%滤波器= 30 kω，不符合行业标准要求。
图 10.后端校准误差取决于实际 r在价值。
图 11.片上校准模块。仅显示一个通道作为示例。
ad7606b和ad7606c通过提供片内增益校准功能，在帮助创建高精度数据采集系统方面更进一步。1它非常易于使用，无需花费主机控制器资源，也不必在工厂测试期间执行任何测量，从而最大限度地减少系统增益误差。每个通道有一个寄存器，您可以在其中写入 r 的值滤波器，adc之后的数字模块以数字方式补偿该电阻增加的误差。该用户可编程数字模块可补偿增益、失调和相位误差，但本文仅包含增益误差。该片内增益校准模块确切知道输入阻抗（r在），因此它将始终比后端校准更准确，与实际的r无关在和 r滤波器值。
此 8 位寄存器代表 r滤波器整数可变，允许补偿高达64 kω的电阻，分辨率为1024 ω。由于这种离散分辨率，如果 r滤波器不是 1024 的倍数，会有舍入误差。图12中的曲线显示了校准后误差如何保持在±0.05%以下，与r无关滤波器和 r在，前提是它们都用于计算校准系数 （k），假设没有 r在等于其典型规格，但实际内部测量的r在而是使用值。如果与图 10 进行比较，则以 r 为例滤波器= 30 kω，这意味着误差减少多达 10×。现在误差是平坦的，与r无关滤波器，并且 r 越大滤波器误差减少越大。
图 12.每个通道的片上校准模块。
由于输入阻抗容差会影响校准精度，因此 r滤波器公差也会影响校准精度。但是，有三点需要注意：
r滤波器比 r 小得多在，加上分立电阻容差通常优于内部1 mω输入阻抗容差。
r 引入的错误滤波器后端和片上校准方案中均存在容差。
用户可以最小化 r滤波器通过使用容差较低的分立电阻器实现容差。
在启用片上校准功能的情况下，可以执行类似的研究，假设 r滤波器而是在其公差的最坏情况下，对于不同的常见公差：5%、1% 和 0.1%。
图 13.r 的影响滤波器片内校准特性精度上的分立电阻容差（最坏情况）。
工作台验证
输入阻抗的影响
正如前面的理论分析所预期的那样，图14和图15中的台架数据显示，输入阻抗提高了五倍（r在） 将 r 的影响减少大约五倍滤波器电阻器具有系统增益误差。例如，ad7606前面的20 kω电阻（r在= 1 mω）会导致约1%的误差，而ad7606b前面的相同电阻（r在= 5 mω）将导致大约0.2%的误差。但是，只需打开片内增益校准功能即可实现更大的改进。无需进行任何测量;只需编写 r滤波器值，四舍五入到最接近的 1024 ω的倍数。这样，误差大大降低到0.01%以下，如图14所示。请注意，此错误实际上是总未调整误差 （tue），它包括所有潜在的误差源，因为：
基准电压源和基准电压源缓冲器假定为理想状态。与2.5 v基准电压源或4.4 v基准电压缓冲器输出的任何偏差均未消除。
尽管电阻的容差为1%，但假定电阻在写入值下为理想值。与预期电阻值的任何偏差都不会消除。
失调误差不会从测量中消除，ad7606x失调误差和前端电阻之间的不匹配也不会消除。
图 14.启用片内增益校准时ad7606b的总误差。
图 15.（a） 系统增益误差与r的函数关系滤波器ad7606c-16，带或不带使能片内增益校准，（b）片内校准图特写。
r滤波器 ad7606 ad7606b （5 mω） ad7606c （1 mω）
未校准 片上校准* 未校准 片上校准*
10 kω 0.5% 0.1% 0.01% 0.45% 0.03%
20 kω 1.05% 0.2% 0.01% 0.95% 0.03%
50 kω 2.5% 0.5% 0.01% 2.5% 0.03%
*最坏情况误差，与 r 无关滤波器价值
与ad7606b和ad7606不同，ad7606c-16和ad7606c-18的输入阻抗典型值为1.2 mω。由于输入阻抗较低，该系列中的这些通用器件可实现更低的噪声和更高的snr性能。另一方面，当电阻放置在模拟输入前面时，它们具有类似的系统增益误差。通过启用片内增益校准，误差可以再次 大大降低，降至0.03%以下。
综上所述，增益误差均由外部前端电阻（r滤波器），片上校准功能的精度将取决于输入阻抗（r在），这在每个设备内部都是已知的。对于所有三个泛型，增益误差与r成线性比例滤波器如果未执行校准，但表 2 显示了仅三个给定 r 的比较滤波器值以及它如何保持平坦，与该电阻值无关。
然后将该实际数据与ad7606b/ad7606c生成部分获得的理论数据进行比较。例如，图16在同一图中显示了ad7606c-16上收集的总误差与r的函数关系。滤波器，启用片上校准，并在图13的理论分析中计算最坏情况误差。尽管在工作台上收集的误差数字确实是tue（假设没有去除偏移或线性误差），但它们仍然低于理论数字。这首先表明增益误差是主要的 对器件tue的影响，其次，阻性输入adc前面使用的实际电阻完全在1%的额定容差范围内。
图 16.ad7606c-16的实际结果与理论分析的比较。
在任何情况下，总直流误差被确认保持在fs以下±0.1%，这是许多应用的目标，无需校准，只需将放置在前面的电阻值写入adc，只要小于65 kω±1%，就与其值无关。
片上校准与后端校准（工作台结果）
如理论研究所述，可以在控制器端（mcu，fpga，dsp）实现简单的校准系数。然而，这带来了两个主要缺点：需要额外的控制器资源，以及输入阻抗器件间变化带来的误差。为了展示片上校准与后端校准相比的优势，一系列 的ad7606c-18测量单元（图17中被测单元（uut）编号为1至4），假设输入阻抗始终为典型值（r在= 1.2 mω）。
图17a所示的uut #1校准性能相当好，与片上校准相当。这意味着它的实际输入阻抗（r在） 非常接近典型值。
uut #2至#4显示一定的偏差，这意味着实际输入阻抗（r在） 略高于典型值。
片上校准在所有四个图中均以深蓝色显示，使所有单元的总误差低于0.03%，并且r滤波器值。
图 17.四个ad7606c-18单元的片内校准和后端校准比较。
在后端控制器中使用校准系数不会考虑pga的实际输入阻抗，这意味着由于器件间的变化而导致校准后误差。但是，片内校准在内部测量该输入阻抗，因此获得更好的校准结果，与r滤波器放在前面和实际的r在阻抗。这种较低的后校准误差，加上无需对控制器中的每个adc数据点进行后处理（消耗资源）的好处，可实现更高效、更易于使用和准确的系统设计。
结论
阻性输入同步采样adc是一个完整的解决方案，所有信号链模块都集成在片内，提供出色的交流和直流性能，易于使用，允许直接连接传感器。如某些应用所述，在模拟输入前面需要外部电阻。这些外部电阻会增加系统精度误差，从而延长上市时间和额外的校准成本。adi公司通过ad7606b系列新型阻性输入adc解决了这一问题。该解决方案包括更大的输入阻抗和片内校准功能，可将外部电阻引入的误差降至最低。
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介绍
传统上，同步采样逐次逼近寄存器（sar）adc被定义为对主要由能源客户表达的保护继电器应用的需求的响应。在输配电网络中，保护继电器监控电网，以在尽可能短的时间内对任何故障情况（过压或过电流）做出反应，以避免严重损坏。
为了监测传输的功率，需要同时测量电流和电压。电流通过电流互感器（ct）测量，该变压器按比例调节电流，提供隔离并通过负载电阻转换为电压。电压通过电阻网络测量，电阻网络是一个分压器，可将电压从kv范围缩小到v范围。adi公司提供同步采样adc以监控电压和电流，从而简化双通道、四通道或八通道器件的功耗计算。图1所示为通常用于测量单相、多相电气系统中功率的信号链图，这需要更高通道数的数据采集系统（das），即三相加中性线的8个通道。
图1.电源监控应用中的典型信号链。为简单起见，仅显示一个阶段。
何时使用外部前端电阻器
虽然阻性输入adc设计为直接与大多数传感器接口，但在某些情况下，可能需要在模拟输入前面放置外部电阻。例如，如果应用需要额外的抗混叠滤波或保护输入免受过流故障情况的影响，则可能出现这种情况。
抗混叠滤波器
尽管阻性输入adc通常提供内部抗混叠滤波器，但许多应用可能会以较低的采样频率运行，因此需要较低的转折频率。
一个常见的要求是每个电力线周期收集 256 个样本，也就是说，对于 50 hz 电网系统，采样频率 （fs） 的 12.8 ksps。
如此低的采样频率使得在阻性adc的输入前面需要一个外部低通滤波器（lpf），从而抑制高于约6.4 khz（奈奎斯特频率（fs/2).这可以通过添加一阶rc滤波器来实现。
输入保护
在其他应用示例中，特别是在保护继电器市场中，当发生故障时，可能会有过电流流入模拟输入引脚。为避免损坏器件，绝对最大额定值（amr）指示将输入电流限制在10 ma以下。为此，建议放置一个外部串联电阻，以限制这种潜在的输入电流。
如果传感器输出意外增加到±30 v（因为输入箝位保护电路可以承受高达±16.5 v的电压），输入箝位保护电路将打开并吸收可能损坏器件的大电流。放置一个1.35 kω r滤波器在模拟输入前面可以防止大于10 ma的电流在过应力期间流入;但是，建议使用较大的电阻（例如10 kω）来保护最大限度。
图2.ad7606输入保护箝位曲线
在任何情况下，必须使用公式2计算出的电阻（即抗混叠滤波器（aaf）或电流限值）中的较大电阻，以确保同时满足这两个条件。但请注意，如果在故障条件下模拟输入信号的潜在过应力低于±21 v，并且不需要外部aaf，则可能不需要外部电阻。
外部电阻引入的误差
引入此类外部电阻（无论是用于额外滤波还是防止大电流）的缺点是它们对系统精度的影响。例如，ad7606经过工厂调整，可提供极低的失调和增益误差，即32 lsb1和最大 6 lsb — 在整个温度和电源范围内。但是，通过增加外部无源器件，这些规格不再有效，因为系统增益误差（系统理解为电阻输入adc加上前面的电阻）变得大于ad7606的增益误差。这种系统增益误差是系统设计人员关注的问题，因为这意味着他们必须自己执行系统增益校准，以便其最终产品达到标准或最终用户规定的精度目标。系统增益校准可以通过两种方式完成：
在生产中执行增益校准，即通过校准例程传递每个制造系统，存储校准系数，并使用它们来消除增益误差。这类似于adc在ic级的作用，但在系统级。
对每个adc采样应用固定校正因子。由于根据下一节给出的分析，系统增益误差已得到很好的理解，因此数字主机控制器可以将从adc获得的每个样本乘以消除系统增益误差的因子。这在后面称为后端校准。
第一种解决方案可能达到最大的精度，但需要较长的生产测试时间，这大大增加了产品的成本。第二种解决方案虽然更便宜，但精度较低，因为它依赖于adc的典型输入阻抗，并且意味着使用控制器资源，在某些情况下可能会受到限制。或者，为了避免这两种并发症，客户可以 要求输入阻抗越来越大，在这种情况下，前端电阻引入的误差会减小，从而提高系统精度。通过这种方法，问题从系统问题转移到ic问题。然而，它可能不是最有效的方法，因为增加输入阻抗意味着必须开发新的解决方案，这需要时间并导致新的问题，例如由于较大的片内电阻而导致更高的噪声。ad7606b和ad7606c具有片内增益校准功能，可消除外部电阻引入的系统增益误差，无需执行任何校准即可实现最高精度，因此不会增加系统解决方案的成本。
增益误差
pga的增益由反馈电阻（rfb），可通过编程设置模拟输入范围和输入阻抗（r在），这是固定的和 通常为 1 mω。这些电阻经过调整以正确设置pga增益，从而将±10 v或±5 v模拟输入信号（ain+/-）向下调节至adc输入范围，即 ±4.4 v，如图3所示。
图3.ad7606内部pga。仅显示±10 v范围作为示例。
但是，当串联电阻放置在pga前面时，我们将其称为r滤波器—其增益从理想值修改。该电阻器确实在修改 等式3的分母;因此，系统增益低于调整后的增益。
图4.ad7606模拟输入前面的串联电阻（vx+ 和 vx-） 修改系统增益。
例如，如果在ad7606前面使用30 kω电阻，则adc输出端的10 v输入信号不再是10 v信号，因为ad7606的pga输出不再是4.4 v。pga输出将为4.2718 v，如果我们绘制新的理论系统增益传递函数，即大约–3%的增益误差，如图5所示，我们可以看到。
图5.pga 输出的振幅随 r 的大小而减小滤波器.（a） 以伏特为单位显示 pga 输出电压，（b） 以满量程的百分比显示 pga 输出电压。
我们可以将增益误差计算为r的函数滤波器由：
为了便于评估，公式5可以图形表示为系统增益误差，单位为满量程（fs）与r的百分比滤波器，如图 6 所示。
图6.系统增益误差（满量程的百分比）与外部r的函数关系滤波器ad7606中的电阻（1 mω输入阻抗）。
图7.ad7606b的pga输出幅度受外部r的影响较小滤波器，因为输入阻抗较高（5 mω）。
ad7606b/ad7606c代产品
在ad7606b项目开发中，定义的三种产品具有输入阻抗和分辨率，如表1所示。
通用 典型输入阻抗 分辨率
ad7606b 5兆安 16 位
ad7606c-16 1.2兆安时 16 位
ad7606c-18 1.2兆安时 18 位
无论哪种情况，r是否在为5 mω或1.2 mω，串联电阻越大（r滤波器），系统增益越低，即增益误差增加得越多。 但是，r 越大在，对 r 的影响越小滤波器原因，如公式5所示。理论上，对于大至50 kω的电阻，系统增益误差从近5%降至1%。
图8中5 mω和1 mω输入阻抗器件之间的比较显示了对系统增益误差的影响。
图8.系统增益误差（满量程的百分比）比较取决于输入阻抗（r在).
在某些应用中，可以容忍这种增益误差。如此低的误差消除了以前对系统校准的需求，这是设计具有更高输入阻抗的pga时的目标。但是，在其他一些应用中，1%的系统增益误差可能仍超过行业标准或客户规定的要求，因此无论如何都可能需要校准。
后端校准与片上校准
传统校准在系统工厂测试期间进行。该过程是：
连接零电平（zs）输入并测量失调误差。
删除偏移。
连接满量程（fs）输入并测量增益误差。
消除增益误差。
然而，在这种情况下，由于系统增益误差可以通过公式5很好地理解，因此可以通过对数据进行后处理在控制器端轻松消除，也就是说，添加一个校准因子（k）来恢复公式4中引入的误差，使得校准后得到的系统增益变得与公式3中定义的理想增益相似。
但这种方法（我们称之为后端增益校准）有两个主要缺点：
它消耗控制器端（微控制器/dsp/fpga）的资源。
它假设 r在作为其典型值，而这些电阻具有15%的容差，因此它因器件而异。
通过扫除 r在从最小值到最大值的值，同时保持校准因子（k）恒定，从公式6和图10可以看出校准精度如何取决于内部电阻容差，这对用户来说是不可预测的。
图9.后端校准块。校准在主控制器上完成，假设r的典型值在并知道外部电阻值r滤波器.
图10显示了后端校准后的理论增益误差与r的函数关系滤波器，适用于ad760615%容差范围内的各种输入阻抗值。如果输入阻抗与数据手册的典型规格（绿线）相同，则后端校准可消除r引入的增益误差滤波器完全。但是，如果在最坏的情况下，控制器假定 r在= 1.2 mω（ad7606c-16数据手册中列出的典型输入阻抗），但该电阻确实为1 mω（数据手册中列出的最小值），后端校准会失去精度，对于给定r，增益误差大于0.5%滤波器= 30 kω，不符合行业标准要求。
图 10.后端校准误差取决于实际 r在价值。
图 11.片上校准模块。仅显示一个通道作为示例。
ad7606b和ad7606c通过提供片内增益校准功能，在帮助创建高精度数据采集系统方面更进一步。1它非常易于使用，无需花费主机控制器资源，也不必在工厂测试期间执行任何测量，从而最大限度地减少系统增益误差。每个通道有一个寄存器，您可以在其中写入 r 的值滤波器，adc之后的数字模块以数字方式补偿该电阻增加的误差。该用户可编程数字模块可补偿增益、失调和相位误差，但本文仅包含增益误差。该片内增益校准模块确切知道输入阻抗（r在），因此它将始终比后端校准更准确，与实际的r无关在和 r滤波器值。
此 8 位寄存器代表 r滤波器整数可变，允许补偿高达64 kω的电阻，分辨率为1024 ω。由于这种离散分辨率，如果 r滤波器不是 1024 的倍数，会有舍入误差。图12中的曲线显示了校准后误差如何保持在±0.05%以下，与r无关滤波器和 r在，前提是它们都用于计算校准系数 （k），假设没有 r在等于其典型规格，但实际内部测量的r在而是使用值。如果与图 10 进行比较，则以 r 为例滤波器= 30 kω，这意味着误差减少多达 10×。现在误差是平坦的，与r无关滤波器，并且 r 越大滤波器误差减少越大。
图 12.每个通道的片上校准模块。
由于输入阻抗容差会影响校准精度，因此 r滤波器公差也会影响校准精度。但是，有三点需要注意：
r滤波器比 r 小得多在，加上分立电阻容差通常优于内部1 mω输入阻抗容差。
r 引入的错误滤波器后端和片上校准方案中均存在容差。
用户可以最小化 r滤波器通过使用容差较低的分立电阻器实现容差。
在启用片上校准功能的情况下，可以执行类似的研究，假设 r滤波器而是在其公差的最坏情况下，对于不同的常见公差：5%、1% 和 0.1%。
图 13.r 的影响滤波器片内校准特性精度上的分立电阻容差（最坏情况）。
工作台验证
输入阻抗的影响
正如前面的理论分析所预期的那样，图14和图15中的台架数据显示，输入阻抗提高了五倍（r在） 将 r 的影响减少大约五倍滤波器电阻器具有系统增益误差。例如，ad7606前面的20 kω电阻（r在= 1 mω）会导致约1%的误差，而ad7606b前面的相同电阻（r在= 5 mω）将导致大约0.2%的误差。但是，只需打开片内增益校准功能即可实现更大的改进。无需进行任何测量;只需编写 r滤波器值，四舍五入到最接近的 1024 ω的倍数。这样，误差大大降低到0.01%以下，如图14所示。请注意，此错误实际上是总未调整误差 （tue），它包括所有潜在的误差源，因为：
基准电压源和基准电压源缓冲器假定为理想状态。与2.5 v基准电压源或4.4 v基准电压缓冲器输出的任何偏差均未消除。
尽管电阻的容差为1%，但假定电阻在写入值下为理想值。与预期电阻值的任何偏差都不会消除。
失调误差不会从测量中消除，ad7606x失调误差和前端电阻之间的不匹配也不会消除。
图 14.启用片内增益校准时ad7606b的总误差。
图 15.（a） 系统增益误差与r的函数关系滤波器ad7606c-16，带或不带使能片内增益校准，（b）片内校准图特写。
r滤波器 ad7606 ad7606b （5 mω） ad7606c （1 mω）
未校准 片上校准* 未校准 片上校准*
10 kω 0.5% 0.1% 0.01% 0.45% 0.03%
20 kω 1.05% 0.2% 0.01% 0.95% 0.03%
50 kω 2.5% 0.5% 0.01% 2.5% 0.03%
*最坏情况误差，与 r 无关滤波器价值
与ad7606b和ad7606不同，ad7606c-16和ad7606c-18的输入阻抗典型值为1.2 mω。由于输入阻抗较低，该系列中的这些通用器件可实现更低的噪声和更高的snr性能。另一方面，当电阻放置在模拟输入前面时，它们具有类似的系统增益误差。通过启用片内增益校准，误差可以再次 大大降低，降至0.03%以下。
综上所述，增益误差均由外部前端电阻（r滤波器），片上校准功能的精度将取决于输入阻抗（r在），这在每个设备内部都是已知的。对于所有三个泛型，增益误差与r成线性比例滤波器如果未执行校准，但表 2 显示了仅三个给定 r 的比较滤波器值以及它如何保持平坦，与该电阻值无关。
然后将该实际数据与ad7606b/ad7606c生成部分获得的理论数据进行比较。例如，图16在同一图中显示了ad7606c-16上收集的总误差与r的函数关系。滤波器，启用片上校准，并在图13的理论分析中计算最坏情况误差。尽管在工作台上收集的误差数字确实是tue（假设没有去除偏移或线性误差），但它们仍然低于理论数字。这首先表明增益误差是主要的 对器件tue的影响，其次，阻性输入adc前面使用的实际电阻完全在1%的额定容差范围内。
图 16.ad7606c-16的实际结果与理论分析的比较。
在任何情况下，总直流误差被确认保持在fs以下±0.1%，这是许多应用的目标，无需校准，只需将放置在前面的电阻值写入adc，只要小于65 kω±1%，就与其值无关。
片上校准与后端校准（工作台结果）
如理论研究所述，可以在控制器端（mcu，fpga，dsp）实现简单的校准系数。然而，这带来了两个主要缺点：需要额外的控制器资源，以及输入阻抗器件间变化带来的误差。为了展示片上校准与后端校准相比的优势，一系列 的ad7606c-18测量单元（图17中被测单元（uut）编号为1至4），假设输入阻抗始终为典型值（r在= 1.2 mω）。
图17a所示的uut #1校准性能相当好，与片上校准相当。这意味着它的实际输入阻抗（r在） 非常接近典型值。
uut #2至#4显示一定的偏差，这意味着实际输入阻抗（r在） 略高于典型值。
片上校准在所有四个图中均以深蓝色显示，使所有单元的总误差低于0.03%，并且r滤波器值。
图 17.四个ad7606c-18单元的片内校准和后端校准比较。
在后端控制器中使用校准系数不会考虑pga的实际输入阻抗，这意味着由于器件间的变化而导致校准后误差。但是，片内校准在内部测量该输入阻抗，因此获得更好的校准结果，与r滤波器放在前面和实际的r在阻抗。这种较低的后校准误差，加上无需对控制器中的每个adc数据点进行后处理（消耗资源）的好处，可实现更高效、更易于使用和准确的系统设计。
结论
阻性输入同步采样adc是一个完整的解决方案，所有信号链模块都集成在片内，提供出色的交流和直流性能，易于使用，允许直接连接传感器。如某些应用所述，在模拟输入前面需要外部电阻。这些外部电阻会增加系统精度误差，从而延长上市时间和额外的校准成本。adi公司通过ad7606b系列新型阻性输入adc解决了这一问题。该解决方案包括更大的输入阻抗和片内校准功能，可将外部电阻引入的误差降至最低。
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