基于EDFA模块实现高精度、宽范围的温控电路设计
1 引言
edfa模块主要包括两部分：光路模块和电路模块。光路模块的功能是光信号的驱动放大，电路模块则用于对光路模块中泵源980nm激光器进行测控，使edfa整机按预定预置的各项指标长期稳定、可靠的工作。本文设计了一种高精度、宽范围的温控电路。
2 980nmld组件特性
2.1 980nmld组件
980nmld载体器件安装在半导体制冷器上，通过改变流过制冷器的电流方向（决定致冷或加热）和大小，调节载体的温度。载体上安装有热敏电阻 rt为温度传感器。
2.2 980nmld的热传导模型
若流入（出）载体的热量速率为q ， 载体向周围散发（吸收）的热量速率为qs ，根据热力学定律有如下关系：
cdθ/dt=q-qs （1）
式中，c是载体的热容量。载体温度 θ的大小决定于i流过半导体制冷器产生的电功率。因而 q与i为函数关系，且为非线性关系：q = f （i）。 由于最关心的是稳定值（亦工作点θ 0 ，i0）附近的变化。为此，将函数 q = f （i）进行线性化处理；并考虑到：
qs=θ/r （2）
r是载体向周围传热的热阻；并令： cr=t0，t0是 θ（t）变化的时间常数；kr=k 0，
则式（1）可写成动态方程：
这就是流过半导体制冷器的电流i （t）与载体温度q（t）的动态微分方程。若 i（t）象函数为i（s）；q （t）的象函数为q（s），则式（4）可写成传递函数形式：
显然，这是一个惯性环节。
设热敏电阻rt的热容量为 ct，载体向热敏电阻输出热量的速率为 qt，热阻为rw。在载体温度 θ的作用下，rt的温度θ t由以下方程描述：
用传递函数表示：θ（t） 象函数为θ（s）： θt（t）象函数为θ t（s）则
其中，tw=c trw，这是积分环节。
3 用于温度稳定的（模拟）自调系统
为了使980nmld稳定在预置（或给定）的温度上，温控系统应设计成自调系统。该系统的调节对象是“制冷器”，输出量是载体温度 θ（t），象函数是θ（s）；输入量，亦给定值以电压形式 ud（t）输入，其象函数为u d（t），则自调节系统方框图如图1所示。以下给出组成方框图各部分的硬件电路，然后对系统的品质和误差进行分析和检测。
3.1 可控恒流源
在图1温控系统中，可控恒流源实质上是执行机构。图2（a）是可控恒流源电原理图。图中：ic1是电流取样负反馈放大器；ic2是误差放大器，；t1 、t2构成电流放大器。
图2（a）是由电流负反馈电路构成的恒流源。输出恒流i（t）流入制冷器。经推导i （t）与输入（控制）电压ui（ t）有如下关系：
显然ki为常数。这就是说，恒流源的输出与运放及晶体管参数无关，只与电阻r1、 r2和r0有关。因此，本恒流有很高的稳定性。图2（b）中，由t3～t6构成桥开关。由数字开关信号 vp（ttl电平）控制恒流源输出电流的方向。
3.2 温度测量反馈电路
由于载体温度与热敏电阻r t的阻值为单值单调对应关系。因此，通过检测装在载体中的热敏电阻 rt的阻值来确定载体温度。图3是常用的温度-电压变换电桥电路。
由图可知，电桥输出（ut -u0），再经放大得：
若对应温度q1 、q2、q3的输出定为 u01、 u02 u03，则线性化的条件是u 02=（u03-u01 ）/2。为简化，令u01=0，u 02= u03/2，根据r1和 q的对应关系，可选q1=0℃，q 2=25℃，q3=50℃，对应的电阻为： r t1，r t2和r t3，满足三点线性化的方程组：
解方程得：
将r t1、r t2、rt3代入上式得：r 0=7.837kω，并计算出θj- uj曲线，如图4所示，该曲线在0℃、25℃和50℃三点满足线性化条件，曲线近似成直线，则 ui（t）=k jqj（t） （8）
kj为直线斜率，计算得 kj=94.387mv/℃。
3.3 系统品质分析
由图1，可得输入为给定量象函数u d（s），输出为温度象函数θ（s ），温度自调节系统的传递函数：
当给定值不变，或ud （s）=0，扰动电压un（s ），温度变化θn（s），方框图如图5所示。
由图5可得在un（ s）作用下的扰动传递函数：
由图1，当un（s ）=0状态下，得出误差信号e（t）的象函数 e（s）：
由式（9）～（11），对系统品质如下分析。 （1）无静差系统
若扰动信号un（ t）=1（t），扰动静差qn （t）可根据终值定理求得：
其中：un（s ）=1/s，引入式 （10），则：
为无扰动静差。由式 （11），不难求得给定静差。令ud（s ）=1/s，则给定静差：
e（t）|=limsxe（s）=0
（2）最佳状态
由式（9）可写出系统的特征方程：
t0s2 +s+kvki k0kj/t w =0 （12）
首先判断系统是否稳定。由式（12）可知，方程的各阶系数均大于零，且不缺项，根据代数法稳定判据，系统稳定。
再根据方程的根：
因图1中的比较放大器kv 是比例放大器（电路图略），改变放大器的比例电阻，亦可改变 kv。改变kv可使系统出现三种状态：欠阻尼状态、过阻尼状态、临界状态，若使4kvk ik0kjt 0/tw 在0附近，则系统进入临界状态，此时上升时间短而又不振荡，为最佳状态。实验表明此时 kv为40～50。
3.4 系统误差分析
上述自调系统的温控精度实测结果是：窄温控范围（15～25℃），长期稳定度±0.2℃；宽温控范围（5～40℃），长期稳定度±0.4℃；显然，这与不超过±0.1℃的技术要求存在差距。
上述自调系统的误差源经开环检测，主要是桥式温度-电压变换电路的电源电压eo的稳定度，电桥输出放大器的零点漂移，其次是可控恒流源的电流漂移。
4 建立微机温度双回路数字测控系统
图1所示的系统是单回路自动控制系统，在此基础上，再加入一个以微机为核心的测控回路，构成双回路数字测控系统，该系统如图6所示。图6 中，pc是单片机，键盘、显示器为人、机界面。温度精测电路可实现比图1的测温电路更精确的温度测量。然后经模/数转换，pc进行数据处理。并依据输出温度与设定温度的偏差，pc经数/模转换给出微调值。这是一个负反馈的过程。
图6所示系统提高温控精度的主要措施有以下几点。
4.1 应用电阻比较法，提高测温精度
将图3电路中的r0、 rt 电桥臂直接用微机进行检测，电原理图如图7所示。
图中：ic1为高阻输入射随器，保证对 r0、rt测量不分流。ic2为差动放大器，可较好地消弱共模噪声电压。ic2放大倍数kc2决定于计算机a/d 转换量程。控制up2 数字信号，分别测量eo，u t，则
由于ut、e0是直接测量所得。尽管由于 e的变化引起ut、e0 的相应变化，微机（通过a/d转换）仍能准确测量瞬时值。由于测量速度很快，两次测量可认为放大器增益kc2变化极小。因而，通过式（14）可精确计算rt值，且测量精度与 e的变化和kc2的变化无关，只决定于 ut、e0的检测精度和 r0的精度。必须指出的是，这种电阻比较法，只适用于微机测量。这是本文提出的新方法。
4.2 应用数字滤波和零点补偿，有效消弱放大器的零点漂移
为消弱测量ut、 e0的随机误差和放大器的零漂，使测量精度进一步提高，采用数字滤波和零点补偿法。测量数学模型为：
式中：n 为测量次数；e0i、u ti和u0i分别为第i次测量e0、u t和u0值。u0 为ic1、ic2的零位电压，可以通过模拟开关k使ic1接地进行测量。测量精度可达0.1%，相对温度误差±0.02℃。
4.3 应用单片机进行补偿
在图6所示的数字温控（微调）过程中，单片机是按一定采样周期进行调整的。设ｕdas 为给定或要求达到的给定电压值，udas （n）为任意第n 个采样周期的udas值。同样，设u da 为实测（或采样）的电压值，ｕda （n）为任意第n 个采样周期的uda值。为了达到精密的测控 ［4］，微机依据uda（n ）与udas（n）的差，通过d/a 转换器给出负反馈特征的调整量，使uda 向接近udas变化，向消除两者之差的方向变化。同时考虑 uda 随时间的变化速率，还要考虑uda（ n）与其前一周期uda（n- 1 ）的变化。因而总的电压调整增量应为：δu=u das（n）+uda（n -1）-2uda（n）。这就是微机进行微调补偿的数学模型。
通过上述一系列措施，使图6给出的双回路温控系统的温控范围达到10～35℃、温控精度达到±0.03～±0.05℃，满足了宽范围、高精度的要求。
5 结束语
本文所述的温控电路，已成功的应用于edfa 模块的温度测控。达到了预期要求的宽范围（10～35℃）、高精度（±0.03～±0.05℃）、高可靠性。所有实用化的edfa产品，经过近5年的现场运行，都未出现任何问题。
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2.1 980nmld组件
980nmld载体器件安装在半导体制冷器上，通过改变流过制冷器的电流方向（决定致冷或加热）和大小，调节载体的温度。载体上安装有热敏电阻 rt为温度传感器。
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若流入（出）载体的热量速率为q ， 载体向周围散发（吸收）的热量速率为qs ，根据热力学定律有如下关系：
cdθ/dt=q-qs （1）
式中，c是载体的热容量。载体温度 θ的大小决定于i流过半导体制冷器产生的电功率。因而 q与i为函数关系，且为非线性关系：q = f （i）。 由于最关心的是稳定值（亦工作点θ 0 ，i0）附近的变化。为此，将函数 q = f （i）进行线性化处理；并考虑到：
qs=θ/r （2）
r是载体向周围传热的热阻；并令： cr=t0，t0是 θ（t）变化的时间常数；kr=k 0，
则式（1）可写成动态方程：
这就是流过半导体制冷器的电流i （t）与载体温度q（t）的动态微分方程。若 i（t）象函数为i（s）；q （t）的象函数为q（s），则式（4）可写成传递函数形式：
显然，这是一个惯性环节。
设热敏电阻rt的热容量为 ct，载体向热敏电阻输出热量的速率为 qt，热阻为rw。在载体温度 θ的作用下，rt的温度θ t由以下方程描述：
用传递函数表示：θ（t） 象函数为θ（s）： θt（t）象函数为θ t（s）则
其中，tw=c trw，这是积分环节。
3 用于温度稳定的（模拟）自调系统
为了使980nmld稳定在预置（或给定）的温度上，温控系统应设计成自调系统。该系统的调节对象是“制冷器”，输出量是载体温度 θ（t），象函数是θ（s）；输入量，亦给定值以电压形式 ud（t）输入，其象函数为u d（t），则自调节系统方框图如图1所示。以下给出组成方框图各部分的硬件电路，然后对系统的品质和误差进行分析和检测。
3.1 可控恒流源
在图1温控系统中，可控恒流源实质上是执行机构。图2（a）是可控恒流源电原理图。图中：ic1是电流取样负反馈放大器；ic2是误差放大器，；t1 、t2构成电流放大器。
图2（a）是由电流负反馈电路构成的恒流源。输出恒流i（t）流入制冷器。经推导i （t）与输入（控制）电压ui（ t）有如下关系：
显然ki为常数。这就是说，恒流源的输出与运放及晶体管参数无关，只与电阻r1、 r2和r0有关。因此，本恒流有很高的稳定性。图2（b）中，由t3～t6构成桥开关。由数字开关信号 vp（ttl电平）控制恒流源输出电流的方向。
3.2 温度测量反馈电路
由于载体温度与热敏电阻r t的阻值为单值单调对应关系。因此，通过检测装在载体中的热敏电阻 rt的阻值来确定载体温度。图3是常用的温度-电压变换电桥电路。
由图可知，电桥输出（ut -u0），再经放大得：
若对应温度q1 、q2、q3的输出定为 u01、 u02 u03，则线性化的条件是u 02=（u03-u01 ）/2。为简化，令u01=0，u 02= u03/2，根据r1和 q的对应关系，可选q1=0℃，q 2=25℃，q3=50℃，对应的电阻为： r t1，r t2和r t3，满足三点线性化的方程组：
解方程得：
将r t1、r t2、rt3代入上式得：r 0=7.837kω，并计算出θj- uj曲线，如图4所示，该曲线在0℃、25℃和50℃三点满足线性化条件，曲线近似成直线，则 ui（t）=k jqj（t） （8）
kj为直线斜率，计算得 kj=94.387mv/℃。
3.3 系统品质分析
由图1，可得输入为给定量象函数u d（s），输出为温度象函数θ（s ），温度自调节系统的传递函数：
当给定值不变，或ud （s）=0，扰动电压un（s ），温度变化θn（s），方框图如图5所示。
由图5可得在un（ s）作用下的扰动传递函数：
由图1，当un（s ）=0状态下，得出误差信号e（t）的象函数 e（s）：
由式（9）～（11），对系统品质如下分析。 （1）无静差系统
若扰动信号un（ t）=1（t），扰动静差qn （t）可根据终值定理求得：
其中：un（s ）=1/s，引入式 （10），则：
为无扰动静差。由式 （11），不难求得给定静差。令ud（s ）=1/s，则给定静差：
e（t）|=limsxe（s）=0
（2）最佳状态
由式（9）可写出系统的特征方程：
t0s2 +s+kvki k0kj/t w =0 （12）
首先判断系统是否稳定。由式（12）可知，方程的各阶系数均大于零，且不缺项，根据代数法稳定判据，系统稳定。
再根据方程的根：
因图1中的比较放大器kv 是比例放大器（电路图略），改变放大器的比例电阻，亦可改变 kv。改变kv可使系统出现三种状态：欠阻尼状态、过阻尼状态、临界状态，若使4kvk ik0kjt 0/tw 在0附近，则系统进入临界状态，此时上升时间短而又不振荡，为最佳状态。实验表明此时 kv为40～50。
3.4 系统误差分析
上述自调系统的温控精度实测结果是：窄温控范围（15～25℃），长期稳定度±0.2℃；宽温控范围（5～40℃），长期稳定度±0.4℃；显然，这与不超过±0.1℃的技术要求存在差距。
上述自调系统的误差源经开环检测，主要是桥式温度-电压变换电路的电源电压eo的稳定度，电桥输出放大器的零点漂移，其次是可控恒流源的电流漂移。
4 建立微机温度双回路数字测控系统
图1所示的系统是单回路自动控制系统，在此基础上，再加入一个以微机为核心的测控回路，构成双回路数字测控系统，该系统如图6所示。图6 中，pc是单片机，键盘、显示器为人、机界面。温度精测电路可实现比图1的测温电路更精确的温度测量。然后经模/数转换，pc进行数据处理。并依据输出温度与设定温度的偏差，pc经数/模转换给出微调值。这是一个负反馈的过程。
图6所示系统提高温控精度的主要措施有以下几点。
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将图3电路中的r0、 rt 电桥臂直接用微机进行检测，电原理图如图7所示。
图中：ic1为高阻输入射随器，保证对 r0、rt测量不分流。ic2为差动放大器，可较好地消弱共模噪声电压。ic2放大倍数kc2决定于计算机a/d 转换量程。控制up2 数字信号，分别测量eo，u t，则
由于ut、e0是直接测量所得。尽管由于 e的变化引起ut、e0 的相应变化，微机（通过a/d转换）仍能准确测量瞬时值。由于测量速度很快，两次测量可认为放大器增益kc2变化极小。因而，通过式（14）可精确计算rt值，且测量精度与 e的变化和kc2的变化无关，只决定于 ut、e0的检测精度和 r0的精度。必须指出的是，这种电阻比较法，只适用于微机测量。这是本文提出的新方法。
4.2 应用数字滤波和零点补偿，有效消弱放大器的零点漂移
为消弱测量ut、 e0的随机误差和放大器的零漂，使测量精度进一步提高，采用数字滤波和零点补偿法。测量数学模型为：
式中：n 为测量次数；e0i、u ti和u0i分别为第i次测量e0、u t和u0值。u0 为ic1、ic2的零位电压，可以通过模拟开关k使ic1接地进行测量。测量精度可达0.1%，相对温度误差±0.02℃。
4.3 应用单片机进行补偿
在图6所示的数字温控（微调）过程中，单片机是按一定采样周期进行调整的。设ｕdas 为给定或要求达到的给定电压值，udas （n）为任意第n 个采样周期的udas值。同样，设u da 为实测（或采样）的电压值，ｕda （n）为任意第n 个采样周期的uda值。为了达到精密的测控 ［4］，微机依据uda（n ）与udas（n）的差，通过d/a 转换器给出负反馈特征的调整量，使uda 向接近udas变化，向消除两者之差的方向变化。同时考虑 uda 随时间的变化速率，还要考虑uda（ n）与其前一周期uda（n- 1 ）的变化。因而总的电压调整增量应为：δu=u das（n）+uda（n -1）-2uda（n）。这就是微机进行微调补偿的数学模型。
通过上述一系列措施，使图6给出的双回路温控系统的温控范围达到10～35℃、温控精度达到±0.03～±0.05℃，满足了宽范围、高精度的要求。
5 结束语
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诺基亚P1终于爆发！这才是王者该有的配置，华为P10小米6恐难敌它
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具有 FET 的过压和过流充电器前端保护IC(BQ24350) 参考设计
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