LT5527型RF混频器在无线基站接收器中的应用
1 引言
凌特公司(lineat technology)推出的lt5527型高线性度有源下变频rf混频器能大幅降低3g蜂窝基站的成本并简化其设计。lt5527 rf混频器具有3.7 ghz的最高工作频率，在1.9 ghz时，lt5527具有23.5 dbm的ip3(输入3阶截取)线性度、2.3db转换增益和12.5 db噪声指标，符合3g蜂窝基站和其他高性能无线基站接收器的动态范围要求。lt5527的本机振荡器(lo)和rf输入以单端方式工作，具有内置50ω 阻抗，只需很少外部匹配器件，可降低基站成本和缩短设计时间。此外，lt5527内包含1个低噪声lo缓冲器，允许工作于-3 dbm lo驱动功率，解决了rf隔离难题，无需外部滤波电路。
lt5527工作于400 mhz~3.7 ghz的宽频率范围，该范围覆盖850 mhz蜂窝频带、1.9 ghz~2.1ghz w-cdma及umts频带，也覆盖了工作于450mhz、2.4 ghz和3.5 ghz频带的其他高性能无线设备。lt5527在rf和l0输入端都有片上rf变压器。这些变压器方便了50 ω阻抗匹配，并使输入能以单端方式工作。
2 lt5527的主要特性及引脚功能 2.1 lt5527的主要特性 lt5527采用单5 v工作电源，典型工作电流为78 ma。它可用en引脚关断。关断时，最高消耗100μa静态电流。lt5527采用16引脚4 mmx4mm qfn封装。lt5527的主要特性如下：
●50ω单端式的rf和l0；
●高输入ip3：0.9 ghz时的输入ip3为+24.5dbm，1.9 ghz时的输入ip3为+23.5 dbm；
●0.9 ghz时的转换增益为3.2 db，1.9 ghz时的转换增益为2.3 db；
●低噪声：o.9 ghz时的噪声指标为11.6 db，1.9 ghz时的噪声指标为12.5 db；
●高l0-rf及lo-if隔离；
●l0至rf泄漏为-44 dbm；
●工作电压范围为4.5 v~5.25 v。
2.2 lt5527的引脚功能 lt5527由高线性双平衡混频器、rf缓冲放大器、高速限幅lo缓冲器及偏置/使能电路构成，rf和l0输入以单端方式工作，if输出是差分输出，低端lo和高端lo注入均可用。lt5527的外引脚排列如图1所示，内部结构如图2所示，各引脚的功能如下所述。
lt5527
nc(1，2，4，8，13，14，l 6)：这些引脚内部不连接，与电路板的地相接，以改善lo至rf及lo至if之间的隔离。
rf(3)：rf信号输入端，该引脚内部与rf输入变压器的初级相连。若rf信号源不被dc阻隔，则需串联一耦合电容器。在1.7 ghz~3 ghz之间，rf输入由内部匹配。400 mhz，3 700 mhz都需外部匹配。
en(5)：使能端，当输入使能电压超过3 v时，混频器电路通过6、7、10和11启动。当输入电压低于0.3v时，所有的电路都不工作。en=5v时的典型输入电流为50 ma，en=0 v时，电流为0μa。即使在启动时，en端的电压也不应超过vcc0.3v。
vcc2(6)：偏置电路的电源输入端，电流消耗为2.8ma。该端外部接至vcc1端，并接l 000 pf及1μf的耦合电容器。
vcc1(7)：lo缓冲器的电源端，电流消耗为23.2ma。该端外部接至vcc2端，并接l 000pf及1μf的耦合电容器。
gnd(9，12)：地端，该端和底板地相连以增强隔离度，也是电路板上的rf地。
if-，if+(10，11)：if信号差分输出，需进行阻抗变换以实现输出匹配。这些端子通过阻抗匹配电感器、rf扼流圈或变压器中心抽头与vcc相连。
lo (15)：本地振荡器的单端输入，该端内部与l0变压器的初级相连。在1.2 ghz～5 ghz之间，lo输入可内部匹配，在380mhz以下工作时需简单的外部匹配。
exposed pad(17)：整个电路地的返回端，必须焊接至印刷电路板的接地面。
3 lt5527的应用电路设计 图3示出由混合变压器构成的lf匹配电路,以达到最低lo-if泄漏和最宽的if带宽。图4示出由1个离散的if不平衡变压器代替if变压器的电路，以降低成本和缩小尺寸，尽管离散的if不平衡变压器也有较理想的噪声系数、线性度及较高的转换增益，但是lo-if泄漏降低，if的带宽减小。
lt5527的应用电路设计
3.1 rf输入端的设计 rf输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成，变压器的初级与rf输入端(引脚3)和地连接，变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。
变压器初级的一端内部和地连接，如果rf源有dc电压，则在其输入端接入耦合电容器。在1.7ghz~3 ghz之间，rf输入可由内部匹配，在这个频率范围不需要外部匹配。频带边沿输入回波损耗的典型值为10 db。
在低频带边沿的输入匹配电路中，串联的最佳电容器的值是2.7 pf(引脚3)，以改善1.7ghz的回波损耗(>20 db)；同样，为改善2.7ghz的回波损耗(>30db)，其匹配串联的最佳电感器感值是1.5 nh。同时，串联1.5nh/2.7 pf匹配网络使频带的边沿更理想，并将rf的输入带宽扩大至1.1 ghz~3.3 ghz。
在400 mhz低频处或3.7ghz处，rf输入匹配网络在原有基础上增加并联电容器c5，如果450mhz下的输入匹配电容器c5的容值为12 pf，在评估板的50 ω输入传输线上，位于距离引脚34.5 mm的位置；900 mhz下的输入匹配电容c5=3.9 pf，位于距离引脚3 1.3 mm的位置；3.5 ghz下的输入匹配电容器c5=o.5 pf，位于距离引脚34.5mm的位置。这种串联传输线/并联电容器匹配拓扑使得lt5527可用于倍频标准，而不需要修正电路板的设计。串联传输线可用串联的片式电感器代替，以使布局更简单。rf输入阻抗和sl1与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。s11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配网络，模拟和rf输入滤波器的接口连接。
rf输入阻抗和sl1与频率的关系
3.2 lo输入端的设计 lo输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成，其中，放大器驱动混频器，得到最高的线性和最低的噪声，1只内部耦合电容器和变压器的初级串联，无需连接外部耦合电容器。尽管内部放大器将最大有效频率限制在3.5 ghz，但在1.2 ghz~5 ghz范围内，l0输入由内部匹配。当然输入匹配可以变换，在低频(750 mhz)处，给引脚15并联1只电容器(c4)，850mhz～1.2 ghz匹配中，c4=2.7 pf。
750 mhz以下的lo输入匹配要求串联电感l/4并联电容c4，在650 mhz～830 mhz，其匹配网络的l4=3.9 nh，c4=5.6 pf；在540 mhz~640mhz，其匹配网络的l4=6.8 nh，c4=10 pf。评估板不包含l4的焊盘，因此可切断近处的引脚15以便插入l4，l4是低功耗多层片式电感器。
频率大于1.2 ghz时，尽管放大器提供的功率有几个db，但最佳ld驱动功率只有-3 dbm(i/0输入功率变化，混频器性能不变)；在频率低于1.2ghz的情况下，尽管-3 dbm的l0驱动功率仍然提供高转化增益和线性，但是为了得到最佳噪声，lo驱动功率为0 dbm。自定义匹配网络的阻抗数据见表2，并参考lo端没有匹配时的情况。
自定义匹配网络的阻抗数据
3.3 if输出端的设计 if输出端(if+和if-)和晶体管混频开关的集电极连接，如图5。if+和if-分别有电压偏置，主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。每个if端从总电流(52 ma)中分出26 ma的电流。为了得到最佳单端工作性能，这些差分输出需通过1个if变压器或1个离散的if不平衡变压器与外部电路结合。图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的if变压器，图4所示的电路由1个离散的if不平衡变压器实现同样的功能。低频时if输出阻抗可等效415 ω并联2.5 pf的电容器。频率与if差分输出阻抗的关系如表3所示。这些数据参考封装引脚(没有外部元件)，包含了ic和封装寄生效应的影响。对于if频率为几千赫兹的低频或600mhz的高频，可匹配输出if。
if输出端的设计
差分单端if匹配的方法有以下三种： (1)直接8：1 if变压器匹配
if频率低于100 mhz时，最简单的匹配设计是将1个8：l变压器连接到if端，变压器将进行阻抗变换并提供单端50ω输出。在图3所示电路中，这种匹配通过短接l1、l2、用8：1变压器(不设置c3)代替4：1变频器即可实现。
(2)低通滤波器+4：1
if变压器匹配实现最低的lo-if泄漏和较宽的if带宽很简单，如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。匹配元件c3、ll和l2结合内部2.5 pf电容器形成1个400 ω～200 ω低通滤波匹配网络，该匹配网络谐振于所期望的lf频率。这里4：l变压器将200ω差分输出变换成50ω的单端输出。
该匹配网络对40mhz以上(包括40mhz)的if最为合适。对于40 mhz以下的if频率，若串联电感器(ll、l2)的电感值取得过高，用这样的电感和寄生效应将影响稳定性，因此，8：1变压器适合于低if频率。适用于 if频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。高q值线绕片式电感器(ll、l2)大大改善了混频器的转换增益，但对线性度还是有点影响。
低通滤波的匹配元件值
(3)离散if不平衡变压器匹配
在许多应用中，可以用离散if不平衡变压器代替if变压器，如图4所示。ll、l2、c6和c7的值可用式(1)、式(2)计算，在if频率期望值上得到 180°相移，并提供50ω的单端输出。电感器l3的值也可计算，但l3抵消内部2.5pf的电容器，l3也为if+端提供偏置电压。低功耗多层片式电感适合ll、l2，为了得到最大转换增益以及为if+端提供最小dc电压，l3选用高q值线绕片式电感器，c3是dc的隔离电容器。
离散if不平衡变压器匹配
与低通滤波4：1变压器匹配技术相比．这种网络提供约为0.8 db的高转换增益(忽略if变压器上的损耗)，较好的噪声系数和ip3。if中心频率偏移±15％，转换增益和噪声下降约1 db。超过+15％以上，转换增益逐渐减少，但噪声迅速增大。ip3对带宽不太敏感，与低通滤波4：1变压器匹配相比仍可实现以最佳性能，除了if带宽，最大的差别是lo-if泄漏，减少约-38 dbm。
通用if频率下离散if不平衡变压器的元件值如表5所示。由于电路板和寄生效应的影响，表5中的值与计算值略有差别。
元件值
对整个差分if结构来说，还可以从另一个角度考虑，不用if变压器，如图6所示，这里，混频器的lf输出匹配直接通过1个saw滤波器，混频器if端的电源由if匹配网络中的电感器提供。计算ll、l22和c3的值，使之在期望的if频率上谐振，并获得高品质因数和理想带宽。调整l和c值，以消除混频器内部2.5 pf电容和saw滤波器输入电容的影响。在这种情况下，由于带通网络不变换阻抗，其差分lf输出阻抗是400ω。若saw滤波器的输入阻抗大于或小于 400 ω，就需要附加匹配元件。
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lt5527工作于400 mhz~3.7 ghz的宽频率范围，该范围覆盖850 mhz蜂窝频带、1.9 ghz~2.1ghz w-cdma及umts频带，也覆盖了工作于450mhz、2.4 ghz和3.5 ghz频带的其他高性能无线设备。lt5527在rf和l0输入端都有片上rf变压器。这些变压器方便了50 ω阻抗匹配，并使输入能以单端方式工作。
2 lt5527的主要特性及引脚功能 2.1 lt5527的主要特性 lt5527采用单5 v工作电源，典型工作电流为78 ma。它可用en引脚关断。关断时，最高消耗100μa静态电流。lt5527采用16引脚4 mmx4mm qfn封装。lt5527的主要特性如下：
●50ω单端式的rf和l0；
●高输入ip3：0.9 ghz时的输入ip3为+24.5dbm，1.9 ghz时的输入ip3为+23.5 dbm；
●0.9 ghz时的转换增益为3.2 db，1.9 ghz时的转换增益为2.3 db；
●低噪声：o.9 ghz时的噪声指标为11.6 db，1.9 ghz时的噪声指标为12.5 db；
●高l0-rf及lo-if隔离；
●l0至rf泄漏为-44 dbm；
●工作电压范围为4.5 v~5.25 v。
2.2 lt5527的引脚功能 lt5527由高线性双平衡混频器、rf缓冲放大器、高速限幅lo缓冲器及偏置/使能电路构成，rf和l0输入以单端方式工作，if输出是差分输出，低端lo和高端lo注入均可用。lt5527的外引脚排列如图1所示，内部结构如图2所示，各引脚的功能如下所述。
lt5527
nc(1，2，4，8，13，14，l 6)：这些引脚内部不连接，与电路板的地相接，以改善lo至rf及lo至if之间的隔离。
rf(3)：rf信号输入端，该引脚内部与rf输入变压器的初级相连。若rf信号源不被dc阻隔，则需串联一耦合电容器。在1.7 ghz~3 ghz之间，rf输入由内部匹配。400 mhz，3 700 mhz都需外部匹配。
en(5)：使能端，当输入使能电压超过3 v时，混频器电路通过6、7、10和11启动。当输入电压低于0.3v时，所有的电路都不工作。en=5v时的典型输入电流为50 ma，en=0 v时，电流为0μa。即使在启动时，en端的电压也不应超过vcc0.3v。
vcc2(6)：偏置电路的电源输入端，电流消耗为2.8ma。该端外部接至vcc1端，并接l 000 pf及1μf的耦合电容器。
vcc1(7)：lo缓冲器的电源端，电流消耗为23.2ma。该端外部接至vcc2端，并接l 000pf及1μf的耦合电容器。
gnd(9，12)：地端，该端和底板地相连以增强隔离度，也是电路板上的rf地。
if-，if+(10，11)：if信号差分输出，需进行阻抗变换以实现输出匹配。这些端子通过阻抗匹配电感器、rf扼流圈或变压器中心抽头与vcc相连。
lo (15)：本地振荡器的单端输入，该端内部与l0变压器的初级相连。在1.2 ghz～5 ghz之间，lo输入可内部匹配，在380mhz以下工作时需简单的外部匹配。
exposed pad(17)：整个电路地的返回端，必须焊接至印刷电路板的接地面。
3 lt5527的应用电路设计 图3示出由混合变压器构成的lf匹配电路,以达到最低lo-if泄漏和最宽的if带宽。图4示出由1个离散的if不平衡变压器代替if变压器的电路，以降低成本和缩小尺寸，尽管离散的if不平衡变压器也有较理想的噪声系数、线性度及较高的转换增益，但是lo-if泄漏降低，if的带宽减小。
lt5527的应用电路设计
3.1 rf输入端的设计 rf输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成，变压器的初级与rf输入端(引脚3)和地连接，变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。
变压器初级的一端内部和地连接，如果rf源有dc电压，则在其输入端接入耦合电容器。在1.7ghz~3 ghz之间，rf输入可由内部匹配，在这个频率范围不需要外部匹配。频带边沿输入回波损耗的典型值为10 db。
在低频带边沿的输入匹配电路中，串联的最佳电容器的值是2.7 pf(引脚3)，以改善1.7ghz的回波损耗(>20 db)；同样，为改善2.7ghz的回波损耗(>30db)，其匹配串联的最佳电感器感值是1.5 nh。同时，串联1.5nh/2.7 pf匹配网络使频带的边沿更理想，并将rf的输入带宽扩大至1.1 ghz~3.3 ghz。
在400 mhz低频处或3.7ghz处，rf输入匹配网络在原有基础上增加并联电容器c5，如果450mhz下的输入匹配电容器c5的容值为12 pf，在评估板的50 ω输入传输线上，位于距离引脚34.5 mm的位置；900 mhz下的输入匹配电容c5=3.9 pf，位于距离引脚3 1.3 mm的位置；3.5 ghz下的输入匹配电容器c5=o.5 pf，位于距离引脚34.5mm的位置。这种串联传输线/并联电容器匹配拓扑使得lt5527可用于倍频标准，而不需要修正电路板的设计。串联传输线可用串联的片式电感器代替，以使布局更简单。rf输入阻抗和sl1与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。s11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配网络，模拟和rf输入滤波器的接口连接。
rf输入阻抗和sl1与频率的关系
3.2 lo输入端的设计 lo输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成，其中，放大器驱动混频器，得到最高的线性和最低的噪声，1只内部耦合电容器和变压器的初级串联，无需连接外部耦合电容器。尽管内部放大器将最大有效频率限制在3.5 ghz，但在1.2 ghz~5 ghz范围内，l0输入由内部匹配。当然输入匹配可以变换，在低频(750 mhz)处，给引脚15并联1只电容器(c4)，850mhz～1.2 ghz匹配中，c4=2.7 pf。
750 mhz以下的lo输入匹配要求串联电感l/4并联电容c4，在650 mhz～830 mhz，其匹配网络的l4=3.9 nh，c4=5.6 pf；在540 mhz~640mhz，其匹配网络的l4=6.8 nh，c4=10 pf。评估板不包含l4的焊盘，因此可切断近处的引脚15以便插入l4，l4是低功耗多层片式电感器。
频率大于1.2 ghz时，尽管放大器提供的功率有几个db，但最佳ld驱动功率只有-3 dbm(i/0输入功率变化，混频器性能不变)；在频率低于1.2ghz的情况下，尽管-3 dbm的l0驱动功率仍然提供高转化增益和线性，但是为了得到最佳噪声，lo驱动功率为0 dbm。自定义匹配网络的阻抗数据见表2，并参考lo端没有匹配时的情况。
自定义匹配网络的阻抗数据
3.3 if输出端的设计 if输出端(if+和if-)和晶体管混频开关的集电极连接，如图5。if+和if-分别有电压偏置，主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。每个if端从总电流(52 ma)中分出26 ma的电流。为了得到最佳单端工作性能，这些差分输出需通过1个if变压器或1个离散的if不平衡变压器与外部电路结合。图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的if变压器，图4所示的电路由1个离散的if不平衡变压器实现同样的功能。低频时if输出阻抗可等效415 ω并联2.5 pf的电容器。频率与if差分输出阻抗的关系如表3所示。这些数据参考封装引脚(没有外部元件)，包含了ic和封装寄生效应的影响。对于if频率为几千赫兹的低频或600mhz的高频，可匹配输出if。
if输出端的设计
差分单端if匹配的方法有以下三种： (1)直接8：1 if变压器匹配
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(2)低通滤波器+4：1
if变压器匹配实现最低的lo-if泄漏和较宽的if带宽很简单，如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。匹配元件c3、ll和l2结合内部2.5 pf电容器形成1个400 ω～200 ω低通滤波匹配网络，该匹配网络谐振于所期望的lf频率。这里4：l变压器将200ω差分输出变换成50ω的单端输出。
该匹配网络对40mhz以上(包括40mhz)的if最为合适。对于40 mhz以下的if频率，若串联电感器(ll、l2)的电感值取得过高，用这样的电感和寄生效应将影响稳定性，因此，8：1变压器适合于低if频率。适用于 if频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。高q值线绕片式电感器(ll、l2)大大改善了混频器的转换增益，但对线性度还是有点影响。
低通滤波的匹配元件值
(3)离散if不平衡变压器匹配
在许多应用中，可以用离散if不平衡变压器代替if变压器，如图4所示。ll、l2、c6和c7的值可用式(1)、式(2)计算，在if频率期望值上得到 180°相移，并提供50ω的单端输出。电感器l3的值也可计算，但l3抵消内部2.5pf的电容器，l3也为if+端提供偏置电压。低功耗多层片式电感适合ll、l2，为了得到最大转换增益以及为if+端提供最小dc电压，l3选用高q值线绕片式电感器，c3是dc的隔离电容器。
离散if不平衡变压器匹配
与低通滤波4：1变压器匹配技术相比．这种网络提供约为0.8 db的高转换增益(忽略if变压器上的损耗)，较好的噪声系数和ip3。if中心频率偏移±15％，转换增益和噪声下降约1 db。超过+15％以上，转换增益逐渐减少，但噪声迅速增大。ip3对带宽不太敏感，与低通滤波4：1变压器匹配相比仍可实现以最佳性能，除了if带宽，最大的差别是lo-if泄漏，减少约-38 dbm。
通用if频率下离散if不平衡变压器的元件值如表5所示。由于电路板和寄生效应的影响，表5中的值与计算值略有差别。
元件值
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