2.4G低噪声放大器电路的设计和仿真分析
1 引言
随着无线通信技术的小断发展，系统要求更高的集成度，更强的功能以及更低的功耗。同时，cmos技术已经发展到深亚微米水平，使得cmos器件的高频特性得到进一步改善，已经能与锗硅和砷化钾器件相媲美。另外，cmos器件在功耗上占有优势，因此深亚微米的cmos技术在无线通信体系中很有应用潜力。在射频接收机中，低噪声放大器（lna）占有重要位置，他在放大输入的微弱信号的同时抑制伴随的噪声。因此，低噪声系数与高增益是lna的两个重要指标，当然这两个指标还要与功耗、线性度、输入输出匹配及小工作电流时的无条件稳定性相互折衷。
常见的cmos低噪声放大器有差分输入（superhete-rodyne）、共栅（common-gate）、共源共栅（cascode）三种结构。差分lna具有低噪声系数（nf）和有效抑制共模干扰的特点，但对于相同的噪声系数，差分放大器的功耗是单端放大器的两倍，而且所占芯片面积较大；共栅放大器输入阻抗匹配容易实现，具有较好的反相隔离度和稳定性，但噪声系数较大；共源共栅放大器能够提供一个较高的增益和反相隔离度，但其增益和噪声系数受到共源级的漏级衬底寄生效应的严重影响。
本文针对无线通信中蓝牙技术的重要频段，采用深亚微米技术tsmc 0.18μm cmos工艺，设计了一种2.4 g的低噪声放大器，并给出了ads软件的仿真结果和讨论。
2 电路设计
对于cmos lna来说，通常要求s21在10～20 db间。如果增益太小，lna不能将微弱的输入信号（-140～-40 db，或0.03μv～3 mv）放大到预定的值；如果增益太大，lna又会影响下一级混频器的线性度。一般情况下，s11／s22应小于-10 db，s12应足够小（《-20 db）。此外，在输入输出端应进行阻抗匹配以提高功率增益。
本文采用的lna电路结构如图1所示。lna的偏置电路由rref，m3及rbias组成。晶体管m3与m1形成一个电流镜，并且他的宽度是m1宽度的几分之一，以使偏置电路的附加功耗减到最少。通过m3的电流由电源电压和rref以及m3的vgs决定。电阻rbias的值（20 kω）足够大以使他的等效噪声电流小到足以被忽略。
对于输入端，cd是一个隔直流的电容，ls为源级负反馈电感。c1，lg和c2组成一个π型网络。由于高的品质因数会导致芯片面积增加，而太低的品质因数会使电感损耗增加并使噪声系数nf变坏，采用π型网络匹配可以较好地解决以上矛盾。在π型网络中，首先选择一个具有高品质因数、便于集成的电感lg，其次计算c1，c2使其满足输入匹配要求。
忽略反馈支路lf，cf与rf以及偏置电路的影响，lna的输入阻抗为：
其中，cgs1为m1的栅-源复盖电容；zeff为π型网络的等效阻抗；gm1为m1在饱和区的跨导；ω为中心频率。
当输入阻抗与电压源阻抗rs匹配时，应有：
对于共栅级m2，其输入阻抗为：
通常情况下m1与m2之间并无匹配，但由于共源级的输出阻抗与共栅级的输入阻抗都是容性，因此在两级间增加一个电感la匹配以提高增益。
对于输出端，c0是一个隔直流的电容；lt，ct与rt形成输出匹配网络，与下一级电路匹配。
图1中lf，cf与rf形成电压并联负反馈。为了补偿高频增益，必须使高频时的负反馈量减少，因此，并联反馈网络必须是感性而不能是容性的。电容cf是隔直流电容，其容量足够大，在工作频带内可看过短路。由于共源共栅的输出阻抗很大，因此rf的取值下限为900～1 100ω，以便能在不增加噪声系数的前提下提高电路带宽。在反馈电阻rf确定之后，应使lf在欲提升的频率处的阻抗值ωlf接近rf值，大致按ωlf=（0.2～5）rf选取，使反馈阻抗随频率变化较大，反馈量变化大，频率特性变化明显。
对于lna而言，噪声主要来源于闪烁噪声、热噪声和散粒噪声。其中，闪烁噪声又称为1／f噪声，主要来源于场效应管的氧化膜与硅接触面的工艺缺陷或其他原因，通常在射频下忽略不计。热噪声是由于电子热运动引起的，在射频情况下其量值将随频率的升高而明显增大。散粒噪声的大小正比于工作电流。因此，低噪声放大器主要考虑热噪声与散粒噪声的影响。
在有功耗约束情况下达到最小噪声系数时的信号源品质因数qs为：
当qsp确定后，最优化器件宽度为：
对于宽度为wopt，p的器件，可得功耗约束范围内的噪声系数：
把f0=2.4 ghz，rs=50ω，l=0.18 μm代入式（6）可得最小噪声系数时的沟道宽度大约为289 μm。由于最小噪声系数时的沟道宽度与最大增益时的沟道宽度并不一致，因此应选择合适的沟道宽度在最小噪声系数与最大增益之间折衷。
3 软件仿真
本文运用tsmc 0.18 μm cmos工艺库，采用agi-lent公司的ads进行仿真，电路器件参数及取值如表1所示。
仿真如图2所示，在中心频率为2.4 g时，电路功率增益s21为15.15 db，隔离度s12为-33.03 db，输入与输出反射系数分别为-36.70 db与-50.32 db，噪声系数仅为0.62 db。1.8 v时直流功耗为7.9 mw。这些指标能很好地满足rf电路对低噪声放大器的设计要求。
4 结 语
从仿真结果可以看出，在共源共栅结构的基础上同时采用级间匹配、π型网络以及电压并联负反馈的低噪声放大器输入输出匹配良好，这反映在电路的噪声系数达到了很好的水平，增益比不采用级间匹配和电压并联负反馈时增加了约2 db左右，达到设计要求。
采用此结构设计的深亚微米cmos射频低噪声放大器，由于设计中充分考虑了功耗、增益、噪声系数、线性度及品质因数之间的折衷关系，所以达到的设计性能优良。在深亚微米水平上实现低噪声放大器的设计具有重要意义，在大规模数模混合集成电路中很有应用潜力。
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2 电路设计
对于cmos lna来说，通常要求s21在10～20 db间。如果增益太小，lna不能将微弱的输入信号（-140～-40 db，或0.03μv～3 mv）放大到预定的值；如果增益太大，lna又会影响下一级混频器的线性度。一般情况下，s11／s22应小于-10 db，s12应足够小（《-20 db）。此外，在输入输出端应进行阻抗匹配以提高功率增益。
本文采用的lna电路结构如图1所示。lna的偏置电路由rref，m3及rbias组成。晶体管m3与m1形成一个电流镜，并且他的宽度是m1宽度的几分之一，以使偏置电路的附加功耗减到最少。通过m3的电流由电源电压和rref以及m3的vgs决定。电阻rbias的值（20 kω）足够大以使他的等效噪声电流小到足以被忽略。
对于输入端，cd是一个隔直流的电容，ls为源级负反馈电感。c1，lg和c2组成一个π型网络。由于高的品质因数会导致芯片面积增加，而太低的品质因数会使电感损耗增加并使噪声系数nf变坏，采用π型网络匹配可以较好地解决以上矛盾。在π型网络中，首先选择一个具有高品质因数、便于集成的电感lg，其次计算c1，c2使其满足输入匹配要求。
忽略反馈支路lf，cf与rf以及偏置电路的影响，lna的输入阻抗为：
其中，cgs1为m1的栅-源复盖电容；zeff为π型网络的等效阻抗；gm1为m1在饱和区的跨导；ω为中心频率。
当输入阻抗与电压源阻抗rs匹配时，应有：
对于共栅级m2，其输入阻抗为：
通常情况下m1与m2之间并无匹配，但由于共源级的输出阻抗与共栅级的输入阻抗都是容性，因此在两级间增加一个电感la匹配以提高增益。
对于输出端，c0是一个隔直流的电容；lt，ct与rt形成输出匹配网络，与下一级电路匹配。
图1中lf，cf与rf形成电压并联负反馈。为了补偿高频增益，必须使高频时的负反馈量减少，因此，并联反馈网络必须是感性而不能是容性的。电容cf是隔直流电容，其容量足够大，在工作频带内可看过短路。由于共源共栅的输出阻抗很大，因此rf的取值下限为900～1 100ω，以便能在不增加噪声系数的前提下提高电路带宽。在反馈电阻rf确定之后，应使lf在欲提升的频率处的阻抗值ωlf接近rf值，大致按ωlf=（0.2～5）rf选取，使反馈阻抗随频率变化较大，反馈量变化大，频率特性变化明显。
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