基于无桥Boost的单级PFC半桥DC/DC变换器
1 引 言
传统ac/dc变换器由于输入整流桥后面直接接储能大电容，导致变换器输入谐波大，功率因素低，并且对电网造成污染。为了减小对谐波的污染，要求ac/dc变换器必须进行功率因素校正。比较常用的方法是在变换器中加入一级有源功率因数校正环节，也就是两级变换器。但是两级变换器增加了变换器的成本和复杂度，特别在小功率场合，尤其不适合。为此，提出了单级pfc的概念，也就是将pfc级和dc/dc级集成在一起，共用开关管。随后提出了新型的单级pfc族受到了广泛的关注，单级pfc的各种拓扑和控制方法纷纷出现。
2 无输入整流桥的单级pfc变换器 pfc级常用的方法是在电网输入后加全桥整流，而工频的整流桥不但体积大而且带来损耗。文献［1］将单相pwm整流器集成到pfc级，省掉了输入整流桥，从而提高效率。图1为pwm整流器的两种拓扑结构。
图1（a）和（b）的工作原理类似，都相当于两个boost电路，可以在输入交流电压正负半波的时候切换工作。图（b）的优点是两个mosfet共源极，这样就不用采用隔离驱动，简化设计。而图（a）中隐藏着一个半桥开关管桥臂，文献［2］成功的将图1（a）中pwm整流器应用到电子镇流器中，设计出无输入整流桥的半桥结构单级pfc电子镇流器，并且做出实验结果。
本文在此基础上，将图1（a）中的pwm整流器和对称半桥集成在一起，设计无输入整流桥的单级pfc。
3 工作模态分析 图2所示的单级pfc电路集成pwm整流器和半桥电路，从而省去了输入整流桥。当交流输入vin处于正半波的时候上管作为pfc级和dc/dc级的集成开关管，当交流输入vin为负半波的时候，下管为集成开关管。两组boost电路在工频周期里实现pfc，而电感lpfc上的电流始终保持断续模式，以让其峰值电流自动跟随输入电压。由于后级为半桥dc/dc变换器，两个开关管的占空比都为d， 则后级工作在连续模式时输出电压
这里vo为输出电压，n=ns/np为次级绕组比初级绕组的比值，如果次级采用平衡绕组，则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1=n2=n。vc为储能电容上的电压。
图3为q1和q2的控制信号。
以下分析各开关模态的工作状态，在此之前先做一些假设：
1.假设输出滤波电感和变压器励磁电感足够大，其上的电流可认为是恒流。
2.元器件均为理想器件。
a.输入电压为正半波时，q1占空比为d，q2占空比也为d：
模态1，图（4-a）：此模态中q1导通，lpfc上电流上升储能，同时c1通过q1给变换器次级提供能量。
模态2，图（4-b）：此模态中q1关断，电感lpfc电流经d1以及q2的体二极管给c1，c2充电。变压器漏感lr电流和励磁电流经q2的体二极管给c2充电。
模态3，图（4-c）：此时q2导通，c2经变压器给次级提供能量。
模态4，图（4-d）：此模态中q2关断，变压器漏感lr电流和励磁电流经q1的体二极管给c1充电。
b.输入电压为负半波时，q1，q2占空比也为d：
在这半个工频周期内，q2作为pfc级和dc/dc级的共用开关管。但是其工作原理与正半波的时候完全类似。
4 仿真电路及其波形 本文利用simetrix仿真软件对无输入整流桥的单级pfc变换器进行仿真分析。电路参数设置为：输出功率 =50w，输入电压 =200 ，输出电压 =12v，电感 =100µh，开关频率 =100khz，输出滤波电容 =400uf， =400uf。采用芯片为uc1825，两路控制信号输出，图5是仿真电路。仿真输出波形与理论分析完全相符。输出电压12v以及电容（c1c2两端）电压，电感lpfc上电流波形如图6所示，从图中可以看出输入电流跟随输入电压。仿真结果表明上文对基于无输入整流桥的单级pfc变换器的工作分析是正确的，该电路实现了对系统的功率因数校正功能。
5 稳态分析 为保证高的功率因素单级pfc电路的pfc级工作在dcm，而dc/dc级工作在ccm下，要注意电路功率平衡的问题。
当输出功率减小的时候，则前级boost电路占空比会减小，则dc/dc级的占空比也会减小（因为共用开关管），就会导致直流母线上的电压上升从而缩窄脉宽达到新的功率平衡。反之当输出功率增加的时候，则前级boost电路占空比会增加，则dc/dc级的占空比也会增加（因为共用开关管），就会导致直流母线上的电压下降从而达到新的功率平衡。所以轻载下，直流母线电压会达到满载时候的几倍以上，这就限制了单级pfc的实际应用。通常采用的方法是对直流母线采取钳位措施，或者当电压上升到一定的值，让dc/dc级也进入dcm模式。当负载变轻时，占空比必然会减小，因此没有不平衡功率存在，储能电容的电压不会因为负载变轻而增加。但是这种组合存在导通损耗和功率开关电流应力大，效率低的缺点
假设开关频率远远高于电网频率。可令：
这里，vim为输入电压的峰值。如果pfc级占空比为d，开关周期为t，可以得到输入电流的低频平均表达式：
那么输入功率为：
将式（2）和（3）代入式（4），可以的到
这里
对于dc/dc级，连续模式和断续模式的临界条件
当
的时候将会进入连续模式，此时电压关系式为
当
的时候将会进入不连续模式，此时电压关系式为：
这里
由前面的推导可知通过适当的选择lf等参数（根据
此式来选择）当负载变轻时使dc/dc级也进入dcm模式。当负载变重时使dc/dc级也进入ccm模式来降低电容电压。
6 结 语 本文介绍了一种新的单级功率因数校正拓扑，由于整流桥和dc/dc变换共用开关管，节省了两个整流管，减小损耗，提高了效率。给出了仿真电路图和结果，另外还讨论降低储能电容电压的方法。
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图1（a）和（b）的工作原理类似，都相当于两个boost电路，可以在输入交流电压正负半波的时候切换工作。图（b）的优点是两个mosfet共源极，这样就不用采用隔离驱动，简化设计。而图（a）中隐藏着一个半桥开关管桥臂，文献［2］成功的将图1（a）中pwm整流器应用到电子镇流器中，设计出无输入整流桥的半桥结构单级pfc电子镇流器，并且做出实验结果。
本文在此基础上，将图1（a）中的pwm整流器和对称半桥集成在一起，设计无输入整流桥的单级pfc。
3 工作模态分析 图2所示的单级pfc电路集成pwm整流器和半桥电路，从而省去了输入整流桥。当交流输入vin处于正半波的时候上管作为pfc级和dc/dc级的集成开关管，当交流输入vin为负半波的时候，下管为集成开关管。两组boost电路在工频周期里实现pfc，而电感lpfc上的电流始终保持断续模式，以让其峰值电流自动跟随输入电压。由于后级为半桥dc/dc变换器，两个开关管的占空比都为d， 则后级工作在连续模式时输出电压
这里vo为输出电压，n=ns/np为次级绕组比初级绕组的比值，如果次级采用平衡绕组，则两个次级绕组和初级绕组的比值为n1=n2=n。vc为储能电容上的电压。
图3为q1和q2的控制信号。
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1.假设输出滤波电感和变压器励磁电感足够大，其上的电流可认为是恒流。
2.元器件均为理想器件。
a.输入电压为正半波时，q1占空比为d，q2占空比也为d：
模态1，图（4-a）：此模态中q1导通，lpfc上电流上升储能，同时c1通过q1给变换器次级提供能量。
模态2，图（4-b）：此模态中q1关断，电感lpfc电流经d1以及q2的体二极管给c1，c2充电。变压器漏感lr电流和励磁电流经q2的体二极管给c2充电。
模态3，图（4-c）：此时q2导通，c2经变压器给次级提供能量。
模态4，图（4-d）：此模态中q2关断，变压器漏感lr电流和励磁电流经q1的体二极管给c1充电。
b.输入电压为负半波时，q1，q2占空比也为d：
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