TFT-OLED电压/电流控制型像素电路解析—电路精选（56）
有机电致发光器件（oled）是将电能直接转换成光能的全固体器件，因其具有薄而轻、高对比度、快速响应、宽视角、宽工作温度范围等优点而引起人们的极大关注，被认为是新一代显示器件。要真正实现其大规模产业化，必须提高器件的发光效率和稳定性，设计有效的图像显示驱动电路。近来，随着研究的深入，oled的发光效率和稳定性已达到某些应用的要求，而其专用的驱动电路技术还不是很成熟。目前，所有平板显示的驱动均采用矩阵驱动方式，由x和y电极构成的矩阵显示屏。根据每个像素中引入和未引入开关元器件将矩阵显示分为有源矩阵（am）显示和无源矩阵（pm）显示。
本文从tft-oled有源矩阵像素单元电路出发，着重分析了电压控制型与电流控制型像素单元电路，简要讨论了控制/驱动ic对tft-oled有源驱动电路的影响。
电压控制型像素电路 两管tft结构 电压控制型单元像素电路以数据电压作为视频信号。最简单的电压控制型两管tft单元像素电路如图1所示。
图1 两管tft驱动电路
其工作原理如下：当扫描线被选中时，开关管t1开启，数据电压通过t1管对存储电容cs充电，cs的电压控制驱动管t2的漏极电流;当扫描线未被选中时，t1截止，储存在cs上的电荷继续维持t2的栅极电压，t2保持导通状态，故在整个帧周期中，oled处于恒流控制。
其中（a），（b）被分别称为恒流源结构与源极跟随结构，前者oled处于驱动管t2的漏端，克服了oled开启电压的变化对t2管电流的影响;后者在工艺上更容易实现。两管电路结构的不足之处在于驱动管t2阈值电压的不一致将导致逐个显示屏的亮度的不均匀，oled的电流和数据电压呈非线性关系，不利于灰度的调节。
三管tft结构 基于第二代电流传输器原理的电压控制型像素单元电路如图2所示，虚线左边可视为外部驱动电路，右边为单元像素电路。
图2 基于第二代电流传输器原理的像素电路
在控制模式下，t2和t3开启，t1和运算放大器构成第二代电流传输器，由于运算放大器的放大倍数可以取得很大，t1管的阈值电压对电流的影响变得不敏感，此时，流经t1的电流：
it1=vin/rin
并且t1管源极电压应低于oled的开启电压，防止oled开启。在保持模式下，t2和t3关断，存储电容cs维持t1管的栅极电压，电流经t1进入oled。其中放大器由coms电路实现，所有同行像素可共用一个运算放大器。
仿真结果表明，尽管t3管存在电荷注入与时钟馈漏效应，使得oled电流略小于控制电流;在oled标称电流为1μa，阈值电压漂移超过5v时，控制电流、oled电流相对误差分别为-0.18%、5.2%，成功补偿了tft的空间不均性和不稳定性。
四管tft结构 dawson等人首次提出了四管tft结构的单元像素电路，该电路通过自动置零将数据信号与驱动管进行比较，以消除tft栅压的偏移，并在数据信号之前施加优先置零信号（vazb），使寄生电容所积累的电荷得以释放，解决了阈值电压变化的问题，并且不依赖oled的开启与充电时间。这种电路的缺陷在于：当沟道长度变短时，又将出现发光不均匀现象。
gohjc等人提出了利用亚阈值电流补偿阈值电压变化电压控制型电路，在驱动时序上增加一个补偿阶段，使驱动管工作于亚阈值区，此时驱动管的栅源电压即阈值电压vth储存于存储电容，该电压在数据输入阶段可补偿了tft阈值电压的漂移。他们还提出了利用放电式补偿阈值电压变化的电压控制型驱动电路，与前者不同的是，该电路利用放电的方式使驱动管进入亚阈值区，获得数据电压与阈值电压叠加值，从而有效补偿阈值电压变化。
电压控制型驱动电路除了能有效补偿阈值电压变化外，其优势还在于具有快速响应特性，因为电压直接加到存储电容cs的两端，充电电流一开始会有一个瞬间的大电流对电容充电，极大地降低了充电时间。
三管tft结构 图3所示是三管tft电流控制型电路，它工作于控制和保持两个阶段。控制阶段，扫描线处于高电平，t2和t3开启，t1漏极施加低电平，oled反向偏置，输入数据电流流经t2，t1，t1的栅源电压存储于cs中。保持阶段，扫描线处于低电平，t2和t3关断，同时t1漏极施加高电平，电流流经t1与oled，t1的栅源电压维持t1电流不变。电路能有效补偿阈值电压的变化，工作700小时，电流衰减11%，这可以通过减小tft的交叠电容加以改善。
图3 电流控制型3-tft像素电路
四管tft结构 国外较早见报道的4-tft电流控制带阈值电压补偿的驱动电路如图4。在寻址阶段，扫描电压开启t1、t3，数据电流idata流过t4进入发光单元，t4的栅源电压保存在cs中;寻址结束，t1和t3关闭，vg的引入能使t2打开，这时t4连到vdd上作为电流源，它只受保存在cs中的电压控制，这就消除了阈值电压变化的影响，然而vg线的引入影响了显示器的开口率。
图4 电流控制带阈值电压补偿的模拟驱动电路
图5 电流控制电流镜像素电路
获得广泛应用的是以电流镜像为基础的电流控制型像素单元电路，下面以图5所示结构阐述这类电路的工作原理。当扫描线上电压处于高电平时，此像素被选中，晶体管t1、t2导通，idata首先从数据线通过t1管对电容cs充电。当电容cs两端电压达到一定值时，整个idata通过t2管流到t3管。同时，由于t3管和t4管的栅极电压相等，数据电流idata被镜像为流经oled的电流。当此像素未被选中时，t4管的栅极电压由电容cs两端所存储的电压所决定，维持着电流驱动oled。
研究发现开关管t2的老化，t3、t4阈值电压vt的漂移差别，t3、t4的阈值电压vt初始值不同是影响以电流镜为基础a-si:h电路的驱动电流稳定性的主要机制。因此，电流镜准确实现电流跟随功能的基本要求是t2尽可能开态低阻，关态低漏电流;t3、t4的初始阈值电压相等，且变化一致;t3、t4工作于饱和区。而郭斌等人模拟和分析了作为电流控制型多晶硅薄膜晶体管（poly-sitft）有源矩阵有机发光二极管（am-loed）像素单元的poly-sitft/oled耦合对的j-v特性和poly-sitft电流镜的i-v特性。结果表明，poly-sitft/oled耦合对的驱动电压低，在200a/m2下不超过8v;而tft电流镜的跟随能力很好，在0.0～2.5μa时饱和电压只有1.5～2.5v。一般说来，以电流镜像为基础的电路具有良好的补偿特性，类似于此类型的电流控制型驱动电路也能很好地证明这一点，并从实验得出，这种电路具有很好的线性输出，能对显示的灰度作精确性地调节。
四管电流驱动型电路缺陷在于低亮度显示时，充电时间长，信号延时严重。目前，主要通过调节oled的电流与输入数据电流的缩减比例，来减小数据线与像素间的充电时间。已见报道的有两类方法，一是基于tft几何尺寸，一是基于存储电容尺寸。分压式电流控制型驱动电路属于前者，电路中流经oled的电流与数据电流的关系为：
这里μ为场效应迁移率，cox为单位面积的绝缘层电容;w和l分别为mos管沟道宽度和长度。由以上关系可知，采用大数据电流充电，能得到小的ioled，同时减少了充电时间，但这是以增加功耗为代价的。而串联存储电容结构的电流控制型电路属于后者，选通阶段，idata=ioled，非选通阶段，电路中流经oled的电流与数据电流的关系为idata=rscaleioled，其中rscale为电流缩减比率，它与存储电容cst2、开关管栅源/栅漏等效交迭电容cov-t2、扫描信号在选通与非选通时幅度的变化△vscan相关，且随着以上参数的增大，rscale随之增大。与前者相比，该电路优势在于通过rscale与ioled适当组合，不仅可以更大程度地减小响应时间，而且在不增加功耗的前提下，能满足高、低不同灰度级的显示需要。
五管tft结构 b.mazhari等人提出了五管单元像素电路，该电路采用一个栅源短接的tft作为负反馈电阻，有效抑制多晶硅tft扭结效应（kinkeffect），实现了数据电流高达20a，输出特性曲线仍具有良好的线性，克服了以前各种电路在保证线性的前提下电流范围小的缺陷。爱普生-剑桥实验室提出了先进的自调整电压源技术，这也是一种五管驱动方案，电路通过单位增益放大器存储驱动管tft的源电压，保证选通与非选通阶段驱动管偏置条件一致。
尽管电流范围限制在0.2a～1a，还是有效改善了数据电流较小时阈值电压的变化对oled电流影响较大的缺点，但电路结构复杂，限制了像素的占空因数。
编者结语 对于大屏幕、高分辨率oled平板显示器件而言，有源驱动电路已经成为其必不可少的部分。本文着重分析了不同数目tft管构成的电压控制型与电流控制型像素单元电路的工作原理和优缺点，并讨论了控制/驱动ic对tft-oled有源驱动电路的影响，能为oled平板显示器的设计提供一些依据。
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电压控制型像素电路 两管tft结构 电压控制型单元像素电路以数据电压作为视频信号。最简单的电压控制型两管tft单元像素电路如图1所示。
图1 两管tft驱动电路
其工作原理如下：当扫描线被选中时，开关管t1开启，数据电压通过t1管对存储电容cs充电，cs的电压控制驱动管t2的漏极电流;当扫描线未被选中时，t1截止，储存在cs上的电荷继续维持t2的栅极电压，t2保持导通状态，故在整个帧周期中，oled处于恒流控制。
其中（a），（b）被分别称为恒流源结构与源极跟随结构，前者oled处于驱动管t2的漏端，克服了oled开启电压的变化对t2管电流的影响;后者在工艺上更容易实现。两管电路结构的不足之处在于驱动管t2阈值电压的不一致将导致逐个显示屏的亮度的不均匀，oled的电流和数据电压呈非线性关系，不利于灰度的调节。
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图2 基于第二代电流传输器原理的像素电路
在控制模式下，t2和t3开启，t1和运算放大器构成第二代电流传输器，由于运算放大器的放大倍数可以取得很大，t1管的阈值电压对电流的影响变得不敏感，此时，流经t1的电流：
it1=vin/rin
并且t1管源极电压应低于oled的开启电压，防止oled开启。在保持模式下，t2和t3关断，存储电容cs维持t1管的栅极电压，电流经t1进入oled。其中放大器由coms电路实现，所有同行像素可共用一个运算放大器。
仿真结果表明，尽管t3管存在电荷注入与时钟馈漏效应，使得oled电流略小于控制电流;在oled标称电流为1μa，阈值电压漂移超过5v时，控制电流、oled电流相对误差分别为-0.18%、5.2%，成功补偿了tft的空间不均性和不稳定性。
四管tft结构 dawson等人首次提出了四管tft结构的单元像素电路，该电路通过自动置零将数据信号与驱动管进行比较，以消除tft栅压的偏移，并在数据信号之前施加优先置零信号（vazb），使寄生电容所积累的电荷得以释放，解决了阈值电压变化的问题，并且不依赖oled的开启与充电时间。这种电路的缺陷在于：当沟道长度变短时，又将出现发光不均匀现象。
gohjc等人提出了利用亚阈值电流补偿阈值电压变化电压控制型电路，在驱动时序上增加一个补偿阶段，使驱动管工作于亚阈值区，此时驱动管的栅源电压即阈值电压vth储存于存储电容，该电压在数据输入阶段可补偿了tft阈值电压的漂移。他们还提出了利用放电式补偿阈值电压变化的电压控制型驱动电路，与前者不同的是，该电路利用放电的方式使驱动管进入亚阈值区，获得数据电压与阈值电压叠加值，从而有效补偿阈值电压变化。
电压控制型驱动电路除了能有效补偿阈值电压变化外，其优势还在于具有快速响应特性，因为电压直接加到存储电容cs的两端，充电电流一开始会有一个瞬间的大电流对电容充电，极大地降低了充电时间。
三管tft结构 图3所示是三管tft电流控制型电路，它工作于控制和保持两个阶段。控制阶段，扫描线处于高电平，t2和t3开启，t1漏极施加低电平，oled反向偏置，输入数据电流流经t2，t1，t1的栅源电压存储于cs中。保持阶段，扫描线处于低电平，t2和t3关断，同时t1漏极施加高电平，电流流经t1与oled，t1的栅源电压维持t1电流不变。电路能有效补偿阈值电压的变化，工作700小时，电流衰减11%，这可以通过减小tft的交叠电容加以改善。
图3 电流控制型3-tft像素电路
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五管tft结构 b.mazhari等人提出了五管单元像素电路，该电路采用一个栅源短接的tft作为负反馈电阻，有效抑制多晶硅tft扭结效应（kinkeffect），实现了数据电流高达20a，输出特性曲线仍具有良好的线性，克服了以前各种电路在保证线性的前提下电流范围小的缺陷。爱普生-剑桥实验室提出了先进的自调整电压源技术，这也是一种五管驱动方案，电路通过单位增益放大器存储驱动管tft的源电压，保证选通与非选通阶段驱动管偏置条件一致。
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