通用RF器件的邻道泄漏比(ACLR)来源
通用rf器件的邻道泄漏比（aclr）来源
摘要：任何通用的rf器件，不论是混频器、放大器、隔离器或其它器件，其邻道泄漏比（aclr）都受器件三阶互调失真（im3）的影响。可推导出器件的im3与三阶输出交调截点（oip3）之间的关系。本文介绍了估算aclr的公式推导，aclr是im3的函数。
aclr/imd模型
为了了解rf器件的aclr来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的cw副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续rf载波由四个单独的cw副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。
图1. 宽带载波信号的副载波模型
图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波（1和2），可以考虑rf器件中的任意imd3失真引起的三阶imd分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的imd3失真结果。
来自副载波1和3的imd3分量在与载波1间距相同的频率处具有imd3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” im分量。同样，来自副载波1和4的imd3生成的失真分量距离载波边缘更远。
注意这里还存在其它的imd分量。副载波2和4产生的im3分量直接叠加在副载波1和2产生的imd分量上。这一累加效应会使距离rf载波边缘较近的imd分量的幅值比距离rf载波边缘较远的imd分量高，产生aclr失真频谱中的“肩”特性。leffel¹发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的imd分量的这种累加。
这种方法可以定量地预测单独的imd3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度²。多个宽带载波的aclr性能与该模型中的aclr非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的aclr处于imd3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的aclr比单载波系统的aclr差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的aclr性能。这种基本方法只通过oip3参数来预测rf器件的aclr性能。
基本关系
器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：
imd3 = （3 x pm） - （2 x oip3）
其中，
pm = 双音测试例子中的每个单音功率
imd3 = 三阶im3，以dbm为单位，表示绝对功率
oip3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
为了方便，可将该公式重写为相对imd3，即与功率电平（p）有关的im3性能。
imd3 = 2 x （pm - oip3）
其中，
pm = 双音测试例子中的每个单音功率
imd3 = 三阶im3，以dbc为单位，表示相对功率
oip3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
例1
以总输出功率（ptot）为+30dbm，oip3为+45dbm的功率放大器（pa）为例。这样一个pa的相对imd3可利用上述公式推导得出。但是，im3双音测试中每个单音的输出功率比pa的总输出功率低3db，即每个单音+27dbm。所以利用这些值来计算该pa的imd3：
ptot = +30dbm （pa的总输出功率）
pm = （+30dbm - 3db） = +27dbm每个单音
oip3 = +45dbm
imd3 = 2 x （27 - 45） = -36dbc
aclr与imd3的关系
宽带载波的aclr通过一个校正因数与双音imd3性能相关。该校正的存在是由于imd3性能造成了aclr性能恶化。这种恶化来源于由扩频载波的频谱密度组成的各种互调分量的影响。aclr与imd3的有效关系如下所示：
aclrn = imd3 + cn
其中cn如下表所示：
no. of carriers12349
correction cn （db）+3+9+11+12+13
我们可以将imd3和aclrn的上述关系式合并为一个统一的表达式，由rf器件的基本性能参数来推导多个扩频载波的aclr。
aclrn = （2 x ［（p - 3） - （oip3）］） + （cn）
其中，
ptot = 所有载波的总输出功率，以dbm为单位
oip3 = 器件的oip3，以dbm为单位
aclrn = “n” 载波的aclr ， 以dbc为单位
cn = 上述表中的值
例2
重复上述例子，现假设功率放大器必须产生四个载波，功率均为250mw，总输出功率为1w。
p/载波 = +24dbm
ptot = +30dbm，总功率
oip3 = +45dbm
aclrn = 2 x （（30 - 3） - （45）） + 12
aclrn = -36dbc + 12db
aclrn = -24dbc
重新整理该公式可推导出要得到期望的aclr所需的oip3。重新改写后的公式如下：
oip3 = 0.5 x （［2 x （p - 3）］ - ［aclrn］ + ［cn］）
其中，
p = 所有载波的总输出功率，以dbm为单位
oip3 = 器件的oip3，以dbm为单位
aclrn = “n” 载波的aclr ， 以dbc为单位
cn = 上述表中的值
例3
重复上述例子，现假设该功率放大器的四载波aclr期望值是-50dbc。
p/载波 = +24dbm
ptot = +30dbm，总功率
aclrn = -50dbc
oip3 = 0.5 x （［2 x （30 - 3）］ - ［-45］ + ［12］）
oip3 = +55.5dbm
结论
通用rf器件的载波功率电平、oip3指标和单载波/多载波aclr性能之间的关系已推导得出。该关系适用于性能受三阶失真分量影响的rf器件。包括许多通用的rf器件，但是驱动不能太接近饱和电平。通过观察，该模型对aclr的预测精度接近±2db。
参考文献
michael leffel， “intermodulation distortion in a multi-signal environment，” rf design magazine， june 1995， pp. 78-84.
nuno borges carvalho and jose carlos pedro， “compact formulas to relate acpr and npr to two-tone imr and ipe，” microwave journal， december 1999， pp. 70-84.
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aclr/imd模型
为了了解rf器件的aclr来源可以对宽带载波频谱进行模拟，相当于独立的cw副载波集合。每个副载波都会携带一部分总的载波功率。下图所示就是这样一个模型，连续rf载波由四个单独的cw副载波模拟，每个副载波的功率为总载波功率的四分之一。副载波以相同的间隔均匀地分布于整个载波带宽内。
图1. 宽带载波信号的副载波模型
图1中的绿线从左到右分别是副载波1、2、3和4。如果我们只考察左边的两个副载波（1和2），可以考虑rf器件中的任意imd3失真引起的三阶imd分量。三阶失真表现为这两个副载波两侧的低电平副载波，两个“绿色”副载波左边的第一个“红色”失真分量是这两个副载波的imd3失真结果。
来自副载波1和3的imd3分量在与载波1间距相同的频率处具有imd3失真分量。这在载波频谱的左边产生第二个“红色” im分量。同样，来自副载波1和4的imd3生成的失真分量距离载波边缘更远。
注意这里还存在其它的imd分量。副载波2和4产生的im3分量直接叠加在副载波1和2产生的imd分量上。这一累加效应会使距离rf载波边缘较近的imd分量的幅值比距离rf载波边缘较远的imd分量高，产生aclr失真频谱中的“肩”特性。leffel¹发表的一篇论文详细描述了来自多个副载波的imd分量的这种累加。
这种方法可以定量地预测单独的imd3失真分量的实际电平。通过增加模型中所使用的单独的副载波的数量可以增加模型的精度²。多个宽带载波的aclr性能与该模型中的aclr非常像，模型中每个单独的宽带载波占据总的宽带载波带宽的一部分。在宽带载波的相邻部分，邻近最后一个载波的单载波的aclr处于imd3引起的失真响应的高肩位置。这导致多载波情形的aclr比单载波系统的aclr差得多。再次说明，这一结果可以量化后用以精确预测单宽带载波或多宽带载波的aclr性能。这种基本方法只通过oip3参数来预测rf器件的aclr性能。
基本关系
器件的三阶互调分量和三阶交调截点之间的关系如下所示：
imd3 = （3 x pm） - （2 x oip3）
其中，
pm = 双音测试例子中的每个单音功率
imd3 = 三阶im3，以dbm为单位，表示绝对功率
oip3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
为了方便，可将该公式重写为相对imd3，即与功率电平（p）有关的im3性能。
imd3 = 2 x （pm - oip3）
其中，
pm = 双音测试例子中的每个单音功率
imd3 = 三阶im3，以dbc为单位，表示相对功率
oip3 = 三阶交调截点，表示绝对功率
例1
以总输出功率（ptot）为+30dbm，oip3为+45dbm的功率放大器（pa）为例。这样一个pa的相对imd3可利用上述公式推导得出。但是，im3双音测试中每个单音的输出功率比pa的总输出功率低3db，即每个单音+27dbm。所以利用这些值来计算该pa的imd3：
ptot = +30dbm （pa的总输出功率）
pm = （+30dbm - 3db） = +27dbm每个单音
oip3 = +45dbm
imd3 = 2 x （27 - 45） = -36dbc
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其中cn如下表所示：
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其中，
ptot = 所有载波的总输出功率，以dbm为单位
oip3 = 器件的oip3，以dbm为单位
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例2
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p/载波 = +24dbm
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aclrn = -36dbc + 12db
aclrn = -24dbc
重新整理该公式可推导出要得到期望的aclr所需的oip3。重新改写后的公式如下：
oip3 = 0.5 x （［2 x （p - 3）］ - ［aclrn］ + ［cn］）
其中，
p = 所有载波的总输出功率，以dbm为单位
oip3 = 器件的oip3，以dbm为单位
aclrn = “n” 载波的aclr ， 以dbc为单位
cn = 上述表中的值
例3
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aclrn = -50dbc
oip3 = 0.5 x （［2 x （30 - 3）］ - ［-45］ + ［12］）
oip3 = +55.5dbm
结论
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参考文献
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