宽带电信接收器的ADC参数
以下应用笔记描述了子采样接收器中一些最重要的系统级参数。它还展示了各种方法，可帮助系统设计人员确定满量程范围、小信号本底噪声、信噪比和无杂散动态范围等特性所需的性能参数需求。
宽带电信接收器设计总是需要外差架构，以便在存在干扰源或阻塞信号的情况下实现最佳灵敏度性能。本文以蜂窝cdma2000多载波接收器设计为例，讨论了影响模数转换器（adc）元件选择的一些最重要参数，如中频频率、接收器的模拟功率增益、信号带宽和adc的采样时钟频率。通过设计示例，讨论了以下附加adc参数：满量程（fs）功率、小信号本底噪声（ssnf）、信噪比（snr）和无杂散动态范围（sfdr）。16位、80msps max19586 adc是目前所有adc中最低的本底噪声，无需在接收器设计中使用增益降低技术或自动增益控制（agc）。凭借出色的噪声性能以及sfdr性能，max19586满足或超过此类应用的所有adc要求。
外差接收器包括一个第一混频器 （lo1），用于将射频波形转换为第一中频 （if） 信号（图 1）。该if信号可以数字化或馈送到第二个混频器（lo2），以将所需信号转换为更低的if。将信号转换为较低的if频率可以利用adc更好的噪声和线性度性能，这通常在较低频率输入时实现。一种称为子采样的技术用于以满足信号带宽奈奎斯特准则的速率对实际带通信号进行数字化，但不符合其绝对频率。使用这种技术，adc将真实信号数字化，然后使用数字信号处理（dsp）方法将其转换为数字域中的复杂组件。此技术的优点包括降低硬件复杂性和成本。这些优点是可能的，因为子采样方法执行部分下变频任务。但是，这种架构要求adc具有更高的时钟速度和更大的整体动态范围（即更低的噪声和更高的线性度）。尽管子采样技术提供了好处，但一个重要的缺点是噪声混叠。如果输入信号没有充分的频带限制，这种混叠会降低等效的adc snr性能，从而使混叠频带中的噪声被数字化，并与所需信号一起转换为基带。
图1.使用性能曲线确定所示外差接收器的adc nf、接收器功率增益和最高阻塞电平之间的权衡。
假设图1中的简化框图代表蜂窝基站系统的典型双下变频接收器，其中两个相同的接收器分支通常用于分集接收。如果消除lo2，则可实现单个下变频实现。假设adc对三个连续的cdma2000载波进行数字化处理，每个载波的带宽约为1.23mhz。载波将在adc之后使用dsp方法进行调谐和滤波。在本例中，选择adc时钟速率为cdma64载波芯片速率2000.1msps或2288.78msps的64倍。对于子采样接收器，时钟速率建立奈奎斯特带宽（f®时钟/2），这是计算adc有效噪声系数（nf）时的一个重要因素。
对于此示例，假设目标系统 nf 为 4db，模拟电路 nf 为 3.8db。因此，为了在没有阻塞信号的情况下满足系统灵敏度，adc只能为系统总nf贡献0.2db。请注意，4db的nf值明显优于3gpp2 cdma2000标准的要求。然而，它代表了许多蜂窝基站制造商为提供最低要求的裕度而追求的性能。图1中的曲线显示了满足目标系统噪声系数所需的模拟功率增益和adc nf的组合，以及天线上可以容忍的最高带内干扰源（阻塞源），而无需使用自动增益控制。模拟电路所需的功率增益取决于adc的等效nf性能，可以根据其fs功率电平（以dbm为单位）、ssnf和转换速率来计算。
图2.一旦知道adc采样频率和if带宽，图形表示就可以简化识别混叠频段的任务。
图2说明了未滤波噪声如何混叠到所需频段，从而提高adc ssnf电平并降低snr性能。在本例中，三个cdma2000 rf载波在135mhz带宽下变频至5mhz，并施加于adc输入。该输入信号的二阶和三阶谐波由adc产生，可以忽略，因为它们不会混叠回所需频段。虽然该图仅显示2个奈奎斯特频段，但假设adc全功率输入带宽扩展到3mhz，则高达16个奈奎斯特频段的信号频率可以有效地混叠到目标频段。如果衰减不当，这些混叠信号频率会降低adc噪声性能。
假设采样频率为78.64msps，所需if带宽为5mhz，则混叠频带从dc扩展到629.12mhz（8 x f时钟） 的中心为 22.28mhz、56.36mhz、100.92mhz、179.56mhz，依此类推到 606.84mhz。第3和第5个混叠带中心频率与奈奎斯特带边缘的频率偏移分别为δf1和δf2。总之，有一个以135mhz为中心的所需频段和15个混叠频段。如果只有一个混叠频段的噪声未经滤波进入adc模拟输入，则噪声系数下降将为10 x log（2）或3db。如果混叠频带中没有滤除噪声，假设adc对每个混叠频段的数字化效率与所需信号一样高效，则adc的有效噪声系数理论上会降低10 x log（15）或11.8db。
为了正确滤除混叠频带中的噪声，最接近的高边混叠频带（>16.177mhz）和最接近的低边混叠频带（<06.103mhz）的最小衰减目标为42db，以确保发生小于0.2db的噪声衰减。当然，更多的衰减将产生更少的adc nf劣化。
图3.必须针对两种信号条件确定adc要求：灵敏度和存在大干扰源（阻塞信号）时。
使用相同的cdma2000示例，图3说明了两种情况下所需的adc性能：a）不存在阻塞信号时的接收器灵敏度，以及b）存在阻塞信号时接收器灵敏度下降。
为了计算adc在这两种条件下的有效噪声系数，假设adc输入端接一个等效的200ω电阻，并计算fs功率电平。对于 2.56v 的满量程电压输入p-p，fs 功率电平等于 +6dbm （rms）。在无阻塞信号的情况下，假设adc ssnf为-82dbfs，并计算出奈奎斯特带宽中的adc本底噪声电平，当时钟频率为76.78msps时，等于-64dbm。在 1hz 带宽中，本底噪声电平为 -152dbm;与-174dbm/hz的本底热噪声相比，假设噪声频谱在奈奎斯特带宽内的所有频率上都是平坦的，adc的有效噪声系数为22db。这种噪声系数性能很难通过adc获得，但使用max19586可以实现。
图1图显示，当adc的有效噪声系数为31db时，模拟电路必须提供4.4db的功率增益才能实现22db的系统噪声系数。对于这种规格组合，不使用自动增益控制时可以容忍的最高rms阻塞信号为-27.4dbm，如图3所示的功率电平：
满量程 - 裕量 - 增益 = +6dbm - 2db - 31.4db = -27.4dbm
在任何接收器中，当存在高电平阻断因子时，通常使用agc级。然而，降低增益通常会导致较高的总接收器nf，从而降低所需的接收器灵敏度。在多载波接收器中，当试图在存在大型阻塞器的情况下检测最小的载波时，这尤其有害。如果adc具有非常低的本底噪声（max19586也是如此），则最初需要较少的增益即可达到所需的灵敏度。因此，接收器能够在不使用agc的情况下容忍较大的阻塞信号。
当天线上同时存在带内阻塞器和所需的cdma2000载波时，3gpp2标准允许3db灵敏度下降。这种退化包括模拟电路和adc噪声和失真增加的影响。假设1db的退化预算用于模拟电路，2db预算用于adc。在本例中，系统nf（加上失真）从4db增加到7db，增益保持在31.4db。在 4hz 带宽内，模拟电路的新 nf 加失真为 8.34db，adc nf 加失真为 4.139db 或 -6.1dbm（图 3）。在奈奎斯特带宽中，等效噪声加失真电平为-63.6dbm。
作为第一个近似值，假设adc噪声和杂散功率对总adc nf加失真的贡献相等，则奈奎斯特带宽分别低3db或-66.6dbm。将此电平与adc输入端+4dbm的阻塞功率进行比较，可获得所需的70.6dbsnr性能。所需载波带宽中的噪声功率可以通过将cdma2000载波带宽中的噪声功率与奈奎斯特带宽中的噪声功率之比来计算。在这种情况下，载波带宽中的噪声功率为10 x log（1.23mhz / 39.32mhz）或-15db，低于-66.6dbm（即-81.6dbm）。由于假设噪声和失真功率相等，因此杂散功率也为-81.6dbm，因此adc sfdr性能（-85.6db）如图3所示。
总之，本文介绍了子采样接收器中一些最重要的系统级参数，并说明了确定所需的adc满量程功率电平、ssnf、snr和sfdr所需的方法。max19586 adc是该接收器设计的绝佳选择。
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假设图1中的简化框图代表蜂窝基站系统的典型双下变频接收器，其中两个相同的接收器分支通常用于分集接收。如果消除lo2，则可实现单个下变频实现。假设adc对三个连续的cdma2000载波进行数字化处理，每个载波的带宽约为1.23mhz。载波将在adc之后使用dsp方法进行调谐和滤波。在本例中，选择adc时钟速率为cdma64载波芯片速率2000.1msps或2288.78msps的64倍。对于子采样接收器，时钟速率建立奈奎斯特带宽（f®时钟/2），这是计算adc有效噪声系数（nf）时的一个重要因素。
对于此示例，假设目标系统 nf 为 4db，模拟电路 nf 为 3.8db。因此，为了在没有阻塞信号的情况下满足系统灵敏度，adc只能为系统总nf贡献0.2db。请注意，4db的nf值明显优于3gpp2 cdma2000标准的要求。然而，它代表了许多蜂窝基站制造商为提供最低要求的裕度而追求的性能。图1中的曲线显示了满足目标系统噪声系数所需的模拟功率增益和adc nf的组合，以及天线上可以容忍的最高带内干扰源（阻塞源），而无需使用自动增益控制。模拟电路所需的功率增益取决于adc的等效nf性能，可以根据其fs功率电平（以dbm为单位）、ssnf和转换速率来计算。
图2.一旦知道adc采样频率和if带宽，图形表示就可以简化识别混叠频段的任务。
图2说明了未滤波噪声如何混叠到所需频段，从而提高adc ssnf电平并降低snr性能。在本例中，三个cdma2000 rf载波在135mhz带宽下变频至5mhz，并施加于adc输入。该输入信号的二阶和三阶谐波由adc产生，可以忽略，因为它们不会混叠回所需频段。虽然该图仅显示2个奈奎斯特频段，但假设adc全功率输入带宽扩展到3mhz，则高达16个奈奎斯特频段的信号频率可以有效地混叠到目标频段。如果衰减不当，这些混叠信号频率会降低adc噪声性能。
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图1图显示，当adc的有效噪声系数为31db时，模拟电路必须提供4.4db的功率增益才能实现22db的系统噪声系数。对于这种规格组合，不使用自动增益控制时可以容忍的最高rms阻塞信号为-27.4dbm，如图3所示的功率电平：
满量程 - 裕量 - 增益 = +6dbm - 2db - 31.4db = -27.4dbm
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作为第一个近似值，假设adc噪声和杂散功率对总adc nf加失真的贡献相等，则奈奎斯特带宽分别低3db或-66.6dbm。将此电平与adc输入端+4dbm的阻塞功率进行比较，可获得所需的70.6dbsnr性能。所需载波带宽中的噪声功率可以通过将cdma2000载波带宽中的噪声功率与奈奎斯特带宽中的噪声功率之比来计算。在这种情况下，载波带宽中的噪声功率为10 x log（1.23mhz / 39.32mhz）或-15db，低于-66.6dbm（即-81.6dbm）。由于假设噪声和失真功率相等，因此杂散功率也为-81.6dbm，因此adc sfdr性能（-85.6db）如图3所示。
总之，本文介绍了子采样接收器中一些最重要的系统级参数，并说明了确定所需的adc满量程功率电平、ssnf、snr和sfdr所需的方法。max19586 adc是该接收器设计的绝佳选择。
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