关于反激式LED驱动器的工作原理
作为一种固态光源，发光二级管（led）具备使用寿命长、功效出色以及环保特性，因此得到了广泛应用。目前，led正在取代现有的照明光源，如白炽灯、荧光灯和hid灯等。若要点亮led，需要用恒定电流进行操作，而且必须具有高功率因数。除了适用于固态照明的最新energystar®指令要求功率超过3 w的照明光源具有大于0.9的功率因数，镇流器输入线路电流谐波还需要满足iec61000-3-2 c类规范的要求。
为了达到这些led照明应用要求，通常会在低功率（《25 w） led照明应用中使用一个集成pfc的单级反激式转换器。此外，在各种反激式拓扑电路中，初级端调节（psr）反激式电路是最为经济高效的解决方案。通过使用具有初级端调节（psr）的单级拓扑，led照明电路板无需输入电解电容和反馈电路，可用极少的外部元件来完成，从而将成本降至最低。图1所示为单级psr反激式led驱动器电路。
图 1： 具有高功率因数的单级psr反激式led驱动器
对于初级端调节，通常优先使用非连续导通工作模式（dcm），因为它能提供极为精确的输出调节［1］。为了实现高功率因数和低总谐波失真（thd），通常会在开关频率固定的dcm反激式转换器中采用恒定导通时间控制。图2所示为初级端开关电流、次级端二极管电流和mosfet开关栅极信号的典型理论波形。
图 2： dcm反激式pfc转换器的时序和输入电流
在导通时间恒定的条件下，平均输入电流如下式所示：
此处，d为转换器的开关占空比，为反激变压器的初级绕组电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。
然后，可通过下式计算rms输入电流：
为输入交流电压达到最大值时mosfet的关断瞬态电感电流。
为了保持dcm工作模式，最大占空比d必须满足［1］：
为次级二极管导通时变压器初级端的反射电压。
为了确保反激式转换器在dcm模式下以单位功率因数工作并具备低thd性能，通常使用匝数比相对较小的变压器。这类反激式变压器会导致较小的开关占空比，使流过mosfet开关和变压器的峰值以及rms电流变大，从而造成更多功耗损失。由于峰值开关电流较高，因此需要用到相对较大的emi滤波器。
具有临界导通工作模式（bcm）的反激式转换器具有零电压导通特性，可最大程度降低开关损耗，因此常用作单级pfc转换器。具有bcm工作模式的单级pfc反激式转换器工作原理详见“参考资料”［2］。与dcm工作模式不同，bcm反激式方法由恒定导通时间和可变开关频率控制。用于pfc的bcm反激式方法适用于需要相对较高pf但总体谐波失真（thd）并不低于10%的很多应用。下面的图3显示了其初级端开关电流、次级端二极管电流和mosfet栅极开关信号的理论波形。
图3： bcm反激式pfc转换器的时序和输入电流
如“参考资料”［2］中的详细介绍，平均输入电流表述如下：
很遗憾，上文输入电流等式中的分母使得电流波形呈现出明显的非正弦形态，除非比率 非常小。下面的图4显示了bcm反激式拓扑的输入电流波形，其中rvr为参数［2］。对输入电流波形的谐波分析表明，若rvr为2，则很难获得低于10%的thd。
图4： 以rvr作为参数的bcm反激式拓扑输入电流波形
在开关的关断期间，开关上的最大电压等于峰值输入电压加上反射电压vr。因此，由于mosfet开关的额定电压限制，rvr的可能值范围仅为1（美国标准输入电压）和2至3（欧洲标准输入电压）。对于采用通用输入电压的照明应用而言，为了达到相对较低的thd，必须使用800 v甚至1000 v mosfet，以使rvr比率尽可能低。它的开关频率也有可能变得非常高，尤其是在高输入交流电压的led调光应用中。
仔细回顾上述表达式可得出以下结论：
1. 无需作为参考用于mosfet峰值漏极电流的输入电压。如果导通时间在半周期间是恒定的，则峰值漏极电流将会随着输入电压的变化而变化。
2. 输入电流波形不理想的主要原因是可变频率，更确切地说是可变占空比。在漏极电流波形相同的情况下，如果占空比在半周期间保持恒定，则输入电流将会是正弦曲线。
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为了达到这些led照明应用要求，通常会在低功率（《25 w） led照明应用中使用一个集成pfc的单级反激式转换器。此外，在各种反激式拓扑电路中，初级端调节（psr）反激式电路是最为经济高效的解决方案。通过使用具有初级端调节（psr）的单级拓扑，led照明电路板无需输入电解电容和反馈电路，可用极少的外部元件来完成，从而将成本降至最低。图1所示为单级psr反激式led驱动器电路。
图 1： 具有高功率因数的单级psr反激式led驱动器
对于初级端调节，通常优先使用非连续导通工作模式（dcm），因为它能提供极为精确的输出调节［1］。为了实现高功率因数和低总谐波失真（thd），通常会在开关频率固定的dcm反激式转换器中采用恒定导通时间控制。图2所示为初级端开关电流、次级端二极管电流和mosfet开关栅极信号的典型理论波形。
图 2： dcm反激式pfc转换器的时序和输入电流
在导通时间恒定的条件下，平均输入电流如下式所示：
此处，d为转换器的开关占空比，为反激变压器的初级绕组电感。上式表明输入电流波形始终跟随输入电压。因此，转换器实现单位功率因数。
然后，可通过下式计算rms输入电流：
为输入交流电压达到最大值时mosfet的关断瞬态电感电流。
为了保持dcm工作模式，最大占空比d必须满足［1］：
为次级二极管导通时变压器初级端的反射电压。
为了确保反激式转换器在dcm模式下以单位功率因数工作并具备低thd性能，通常使用匝数比相对较小的变压器。这类反激式变压器会导致较小的开关占空比，使流过mosfet开关和变压器的峰值以及rms电流变大，从而造成更多功耗损失。由于峰值开关电流较高，因此需要用到相对较大的emi滤波器。
具有临界导通工作模式（bcm）的反激式转换器具有零电压导通特性，可最大程度降低开关损耗，因此常用作单级pfc转换器。具有bcm工作模式的单级pfc反激式转换器工作原理详见“参考资料”［2］。与dcm工作模式不同，bcm反激式方法由恒定导通时间和可变开关频率控制。用于pfc的bcm反激式方法适用于需要相对较高pf但总体谐波失真（thd）并不低于10%的很多应用。下面的图3显示了其初级端开关电流、次级端二极管电流和mosfet栅极开关信号的理论波形。
图3： bcm反激式pfc转换器的时序和输入电流
如“参考资料”［2］中的详细介绍，平均输入电流表述如下：
很遗憾，上文输入电流等式中的分母使得电流波形呈现出明显的非正弦形态，除非比率 非常小。下面的图4显示了bcm反激式拓扑的输入电流波形，其中rvr为参数［2］。对输入电流波形的谐波分析表明，若rvr为2，则很难获得低于10%的thd。
图4： 以rvr作为参数的bcm反激式拓扑输入电流波形
在开关的关断期间，开关上的最大电压等于峰值输入电压加上反射电压vr。因此，由于mosfet开关的额定电压限制，rvr的可能值范围仅为1（美国标准输入电压）和2至3（欧洲标准输入电压）。对于采用通用输入电压的照明应用而言，为了达到相对较低的thd，必须使用800 v甚至1000 v mosfet，以使rvr比率尽可能低。它的开关频率也有可能变得非常高，尤其是在高输入交流电压的led调光应用中。
仔细回顾上述表达式可得出以下结论：
1. 无需作为参考用于mosfet峰值漏极电流的输入电压。如果导通时间在半周期间是恒定的，则峰值漏极电流将会随着输入电压的变化而变化。
2. 输入电流波形不理想的主要原因是可变频率，更确切地说是可变占空比。在漏极电流波形相同的情况下，如果占空比在半周期间保持恒定，则输入电流将会是正弦曲线。
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