高速数字电路设计
高速数字电路设计
关于高速数字电路的电气特性，设计重点大略可分为三项 :
ø 正时 (timing) :
由于数字电路大多依据时脉信号来做信号间的同步工作，因此时脉本身的准确度与各信号间的时间差都需配合才能正确运作，严格的控制线长，基版材质等都成为重要的工作。
ø 信号品质(signal quality) :
高速电路已不能用传统的电路学来解释。随着频率变高，信号线长已逐渐逼近电磁波长，此时诸如传输线原理(transmission line) 的分布电路 (distribute circuit) 的概念，需加以引进才能解释并改进信号量测时所看到的缺陷。
ø 电磁干扰(emi) :
需防范电路板的电磁波过强而干扰到其它的电路讯号。
outline
v 传输速度的计算
v 信号品质
v 阻抗不匹配
传输速度的计算
就传输线a点至b点，我们都必须计算讯号在电路板上的传导速度才行，但这又和许多系数息息相关，包括导体(通常为铜箔)的厚度与宽度，基板厚度与其材质的电介系数(permittivity)。尤其以基板的电介系数的影响最大，一般而言，传导速度与基板电介系数的平方根成反比。
以常见的fr-4而言，其电介系数随着频率而改变，其公式如下 :
ε =4.97-0.257 log
以pentium ii 的时脉信号为例，其上升或下降缘速率典型值约在2v/ns，对2.5v的时脉信号而言，从10%到90%的信号水平约需1ns的时间，依公式 :
bw=0.35/
可知频宽为350mhz。代入公式可知电介系数大约是4.57。
如果传导的是两片无穷大的导体所组成的完美传输线，那么传输的速度应为5.43 inch/ns。
但对电路板这种信号线(trace)远比接地层要细长的情况，则可以用微条(micro strip)或条线(strip line)的模型来估算。对于走在外层的信号线，以微条的公式 :
inch/ns
可得知其传输速度约为6.98 inch/ns
对于走内层的信号线，以条线的公式 :
inch/ns
可得知其传输速度约为5.50 inch/ns
除此之外，也不要忽视贯穿孔(via)的影响。一个贯穿孔会造成24 ps左右的延迟，举例而言，时脉产生器到芯片a的时脉线长为12 inch，并打了4个贯穿孔；到b为7 inch，没有贯穿孔，则两者之间的时脉歪斜为
(12-7)/6.98+(0.024x4)=0.81 ns。
信号品质
比起模拟信号，数字信号对噪声的抵抗能力较强，只要电位水平在一定范围，就能正确判断出0与1。随着电路速度愈来愈快，信号品质愈来愈难以确保。信号的过高(overshoot)，过低(undershoot)可能造成目标(target)芯片的损坏 ，振铃波(ring back)与矮化波(runt)一旦使电位水平落入0与1之间的灰色地带，便可能造成0与1的误判。
阻抗不匹配
v 分布电路
高速电路因操作频率的升高，波长相对变短。当波长与线路的长度接近到相近的数量级之内时，我们开始必须把信号当成电磁波的波动来看。如传输线原理，在信号上升(下降)缘的变化时间内，信号若未能传至彼端再反射回来，则需考虑电磁波的效应。以pentium ii时脉产生器的例子而言，它的上升时间约1ns，在6.98 inch。因此当线长超过3.49 inch时，不以传输线的角度来看待这条时脉信号线是不行的。
信号的输出阻抗为zg，负载为zl，传输线特性组特性阻抗(intrinsic impedance)为z0，则zg=z0=zl便是阻抗匹配。 以负载端而言，当z0=zl，所有传输线上的能量与信号会完完全全的送至负载端；若不然，便会有部份的能量反射回输出端。
v 阻抗的计算
在高频的情况下，电阻(r)与电导(g)的因素可被忽略，举例来说，一般的印而电路板，电感为500nh/m，电容为100pf/m，此时 z0=√500nh/100pf=70.7 ohm。
v 电流开关噪声
现代的芯片所耗的电流都十分惊人，因此在内部的功能或信号的开关之间，常引起电源的不稳定。而这种不稳定的问题，可分做两方面来谈 :
a. 因为开关的速度太快，使得在远方的电流供应器无法及时供给适当的能量。此时解决之道是在芯片旁边摆上电容来供应及时电流。
b. 因为芯片的电源或接地接脚有电感存在，因此在电流突然变化时，在接脚上将有压差在。在多条资料线从1变为0时，芯片组的接地脚上瞬间流过大量电流而造成的电位差。
此时芯片组接地已不是0伏，而造成信号上出现隆起小丘的现象，称为触地反弹(ground bounce)。其解决方式，是减少接脚的电感，如选择bga这种接脚极短的包装；并在接地处多用几个贯穿孔连接到地，以并联减少电感。
v 电容摆设位置
以时脉产生器的例子而言，其上升缘时间为1ns，此段时间内信号行进距离为5.43 inch。要能及时供应电源，一个大约的估算公式是l/12，亦即0.45 inch，或1.15 cm内的电容才能完全发挥作用。超过这个距离，则效用将会减弱。例如，距离成为两倍的2.3cm，电容的作用将只剩1/8。
v 隔线干扰(cross talk)
有些讯号，尤其是固定周期讯号的时脉讯号(clock)，带有强烈的高频成分。当它与其它的讯号线太靠近时，会将这些已达rf频率的能量传到其它的讯号上，带来emi的困扰。尤其若是被感染的讯号线接往i/o的连接头时，这个问题就更加严重。
隔线干扰对emi而言，通常要求信号线对中心对信号线中心的距离，维持3倍信号线宽度的距离，称为3w法则。
3w法则可保持70%电场不互相干扰，若要达到98%的电场不互相干扰，可使用10w的间距。
v 滤波电容与电感
为了去除信号上高频成分对emi的不良影响，工程师常在信号线上加上滤波用的电容与电感。通常而言，并联旁路电容可去除i/o连接头与信号线上的差动模式(differential-mode) rf 电流；串联电感则可以去除信号线上的共通模式(common-mode) rf电流。
值得注意的是，这些滤波电容与电感除了滤去高频噪声外，也会滤去信号的高频部份，使得信号的上升时间与下降时间变慢。因此最大多数是应用在信号频率不高，但emi问题最容易凸显的i/o信号线部份。
v 电源层与接地层的隔离(isolation)
由于电路板上有速度高的主总线，内存等等的线路，也有速度不快的传统i/o线路，因此常常将慢速的部份，尤其是会将噪声从i/o缆线带出的i/o部份与其它部份相隔离。
常见的作法，是以至少50 mils宽的壕沟将两边的电源层与接地层相隔离，只留一小截的信道与主要的电源层和接地层连接。i/o信号线便从这信道的上方通过，以避免跨越壕沟增大电流回流圈的问题。
结论
数字电路的设计若能从布局(layout)阶段就谨慎的规画，测试时又对重要信号详细测量，如减少电源路径的阻抗，让信号线阻抗匹配，尽量让信号线之间的间距加大，尽量让信号线走直走短(除非有正时的考量)等等。
高速数字电路设计可供从事电路设计与研发的工程技术人员参考，也可供高等院校自动化，电子等相关专业师生阅读
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由于数字电路大多依据时脉信号来做信号间的同步工作，因此时脉本身的准确度与各信号间的时间差都需配合才能正确运作，严格的控制线长，基版材质等都成为重要的工作。
ø 信号品质(signal quality) :
高速电路已不能用传统的电路学来解释。随着频率变高，信号线长已逐渐逼近电磁波长，此时诸如传输线原理(transmission line) 的分布电路 (distribute circuit) 的概念，需加以引进才能解释并改进信号量测时所看到的缺陷。
ø 电磁干扰(emi) :
需防范电路板的电磁波过强而干扰到其它的电路讯号。
outline
v 传输速度的计算
v 信号品质
v 阻抗不匹配
传输速度的计算
就传输线a点至b点，我们都必须计算讯号在电路板上的传导速度才行，但这又和许多系数息息相关，包括导体(通常为铜箔)的厚度与宽度，基板厚度与其材质的电介系数(permittivity)。尤其以基板的电介系数的影响最大，一般而言，传导速度与基板电介系数的平方根成反比。
以常见的fr-4而言，其电介系数随着频率而改变，其公式如下 :
ε =4.97-0.257 log
以pentium ii 的时脉信号为例，其上升或下降缘速率典型值约在2v/ns，对2.5v的时脉信号而言，从10%到90%的信号水平约需1ns的时间，依公式 :
bw=0.35/
可知频宽为350mhz。代入公式可知电介系数大约是4.57。
如果传导的是两片无穷大的导体所组成的完美传输线，那么传输的速度应为5.43 inch/ns。
但对电路板这种信号线(trace)远比接地层要细长的情况，则可以用微条(micro strip)或条线(strip line)的模型来估算。对于走在外层的信号线，以微条的公式 :
inch/ns
可得知其传输速度约为6.98 inch/ns
对于走内层的信号线，以条线的公式 :
inch/ns
可得知其传输速度约为5.50 inch/ns
除此之外，也不要忽视贯穿孔(via)的影响。一个贯穿孔会造成24 ps左右的延迟，举例而言，时脉产生器到芯片a的时脉线长为12 inch，并打了4个贯穿孔；到b为7 inch，没有贯穿孔，则两者之间的时脉歪斜为
(12-7)/6.98+(0.024x4)=0.81 ns。
信号品质
比起模拟信号，数字信号对噪声的抵抗能力较强，只要电位水平在一定范围，就能正确判断出0与1。随着电路速度愈来愈快，信号品质愈来愈难以确保。信号的过高(overshoot)，过低(undershoot)可能造成目标(target)芯片的损坏 ，振铃波(ring back)与矮化波(runt)一旦使电位水平落入0与1之间的灰色地带，便可能造成0与1的误判。
阻抗不匹配
v 分布电路
高速电路因操作频率的升高，波长相对变短。当波长与线路的长度接近到相近的数量级之内时，我们开始必须把信号当成电磁波的波动来看。如传输线原理，在信号上升(下降)缘的变化时间内，信号若未能传至彼端再反射回来，则需考虑电磁波的效应。以pentium ii时脉产生器的例子而言，它的上升时间约1ns，在6.98 inch。因此当线长超过3.49 inch时，不以传输线的角度来看待这条时脉信号线是不行的。
信号的输出阻抗为zg，负载为zl，传输线特性组特性阻抗(intrinsic impedance)为z0，则zg=z0=zl便是阻抗匹配。 以负载端而言，当z0=zl，所有传输线上的能量与信号会完完全全的送至负载端；若不然，便会有部份的能量反射回输出端。
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v 电容摆设位置
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3w法则可保持70%电场不互相干扰，若要达到98%的电场不互相干扰，可使用10w的间距。
v 滤波电容与电感
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值得注意的是，这些滤波电容与电感除了滤去高频噪声外，也会滤去信号的高频部份，使得信号的上升时间与下降时间变慢。因此最大多数是应用在信号频率不高，但emi问题最容易凸显的i/o信号线部份。
v 电源层与接地层的隔离(isolation)
由于电路板上有速度高的主总线，内存等等的线路，也有速度不快的传统i/o线路，因此常常将慢速的部份，尤其是会将噪声从i/o缆线带出的i/o部份与其它部份相隔离。
常见的作法，是以至少50 mils宽的壕沟将两边的电源层与接地层相隔离，只留一小截的信道与主要的电源层和接地层连接。i/o信号线便从这信道的上方通过，以避免跨越壕沟增大电流回流圈的问题。
结论
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