基于OFDM标准的WiFi和WiMAX简析
随着服务供应商和基础架构设备制造商近来公布多项先进无线服务及设备合同签订的消息，wimax正大受市场注目。不过，要成功推出一项服务，需要三个必备要求：（1）服务供应商的投资；（2）基础架构设备的开发；（3）价廉的客户驻地设备（customer premise equipment） 和/或移动设备。本文将探讨能够满足固定和移动wimax 要求的较低成本设备的设计，重点放在无线射频（rf）子系统的实现上。
尽管有些人可能会把wifi和wimax加以比较，因为二者都是基于ofdm的标准；但从射频角度来看，wimax 的实现要困难得多。表1对802.11以及802.16的两个变体作出了高层次的比较。
固定wimax概述 固定wimax标准（常常被误称为802.16d）基于正交频分复用（ofdm）技术，使用256个副载波。该标准支持1.75到28mhz范围内的多个信道带宽。由于副载波的数量是固定的、而信道带宽是可变的，故副载波的间距会因信道带宽的不同而变化。该标准支持大量不同的循环前缀（符号时间的1/32到1/4）。256点ofdm的副载波间距范围为7.8khz到125khz之间，符号时间的变化范围则为8.25us到160us。该标准支持多种不同的调制方案，包括bpsk、qpsk、16qam和64qam。在实际推行上，所采用的调制方案乃根据测得的信道载干比/载噪比（cinr）来选择的。较高级的调制方案，比如64qam，需要更好的cinr来使比特误码率（bit error rate， ber）处于可接受的范围内。
图1：sige 2.5和3.5ghz射频
固定wimax的设计挑战 多项技术参数导致射频及参考设计充满挑战性，其中最困难的一项可能是发射误差向量幅值（evm）。所需的发射evm是调制的一个函数。在802.16标准的发展过程中，tx evm的获得使发射snr较在10e-6 ber所需的接收snr理论值低10db，有效地消除了总体链路预算中的发射损伤。
为了满足64qam工作模式的要求，需要-30db的evm，而且必须关注发射链路的各个环节。虽然一般来说，功率放大器耗费了总体evm 预算的大部分，但其它损伤，例如相位噪声、iq失衡（对iq射频而言），以及混频器和功放（pa）驱动器线性度也都变得十分重要。举例来说，-35db的集成相位噪声（相当于非常可观的1度相位噪声），加上-40db的pa驱动器线性度和iq调制器中的1度相位平衡（也极为可观），将导致-32.9db的总叠加evm。再计量该pa的影响，可以看出现在pa的evm必须较-33.1db更好，才可满足-30db的要求。
满足这些evm要求的方法之一，是增大收发器和功率放大器的耗电量。正如大多数rf 性能问题一样，增加电流常常能够解决某项问题，但随之而来的代价是电池寿命将会缩短，而材料清单则增多。
另一个evm问题，是ofdm具有相当高的峰均功率比（peak-to-average power ratio， papr），这对功率放大器的设计有重大影响。256点ofdm的papr大约为10db，故功率放大器必需定制至能够处理高于平均发射功率10db的峰值功率。请注意，papr与是独立于所用的调制方法，不论是采用bpsk或64qam方式发射，papr都是一样的。papr的主要影响在于pa效率，亦即影响总体功耗和电池寿命。
具有阻断器的射频器件的性能是影响设计的又一项问题。根据目前的标准要求，具有“有用信号”（desired signal）以上4db邻信道阻断器的接收器，必须能够以灵敏度限值以上3db的级别来解调64qam信号。对非邻信道（邻信道以外的任何信道），接收器的阻断器容限必须在有用信号电平以上11db。
此外，使参考设计变得复杂的另一个问题是对频率精度和稳定性的要求。ofdm标准要求用户站 （subscriber station）的rf调谐精度必须达到副载波间距的2%。1.75mhz信道副载波间距最小，为7.8khz。2%的精度要求意味着用户站必须能够达到156hz的调谐精度。假如射频的工作频率为3.6ghz，就表示它必须能够调谐到0.04ppm。此外，基站的绝对频率精度规定为+/-8ppm。因此，rf收发器必须在很大的频率范围上进行调谐，并具有极好的分辨率。大多数情况下，用户站的频率控制通过电压控制、温度补偿、晶振（vctcxo）来实现。除了满足调谐和分辨率要求之外，vctcxo的相位噪声也很重要，因为它是整个射频的主要参考时钟，并可能对总体相位噪声产生重大影响。要满足这些要求，必需谨慎选择vctcxo。
固定wimax要求支持时分双工（tdd）和半频分双工（hfdd）模式。在tdd工作模式下，发射器和接收器使用相同的rf频率，但发送和接收在不同时间进行。由于频率合成器不需要改变发射和接收突发信号间的信道，加上接收和发射并非同时进行，射频的设计比较容易，因此射频设计的成本也得以降低。hfdd类似于tdd，只是在hfdd模式中，接收器和发射器频率不同，但发射器和接收器永远不会同时工作。hfdd同样能降低射频的设计成本。虽然固定wimax中允许完全fdd的工作模式，但一般都不会这么做，因为发射器和接收器在不同的频率下同时工作，将会大大增加射频设计的复杂性。
解决固定wimax设计的挑战 如图1所示，sige半导体公司的2.5和3.5ghz射频解决方案是固定wimax工作模式的理想选择。这是一种两片超外差射频（superheterodyne）芯片的解决方案，其中一片超外差芯片具有两个频率转换和外部中频（if）滤波功能。这种架构提供了可能是最好的rf性能，代价则是尺寸较大（由于需要外部滤波器），故成本也稍为高一点。
se7251l和se7351这两款rf ic都是低噪声高线性度的前端收发器，分别支持2.3至2.7ghz和3.3至3.8ghz 的频带范围。其接收器提供从rf到200至600mhz中频的低噪降频功能，在降频之前可提供40db的增益控制来优化噪声和线性度。这一增益控制在可变增益lna与3位数字衰减器之间以4db步进被划分开。lna和混频器之间的片外滤波器可作图像抑制之用。if输出具有片外匹配网络，可供灵活的频率规划和声表面波（saw）滤波器选择。发射器从200至600mhz的if升频到rf。升频混频器输出信号被输出到片外，从而在最终的放大之前进行图像频带和lo抑制。发射衰减器具有一个5db分辨率的3位数字接口，总范围为25db。
se7051l if收发器是高集成度的低噪高线性度收发器，包含有rf（2850至3250mhz）和if（200至600mhz）合成器，常用于2.5和3.5ghz设计中。
其接收器把200至600mhz频率的信号降频转换为基带iq输出或if输出。这种高线性度输出为adc接口提供了出色的互调性能和驱动能力。此外，它还具有高速数字vga，可提供1db分辨率的50db增益控制范围。在发射方面，基带iq输入信号升频转换到200与600mhz间的if输出频率。此外，发射器可以配置成能够进行if 输入信号的单边带（sideband）升频转换。
发射器的总增益控制范围为68db，分辨率为1db，分布在调制器和vga之间。vga具有50db范围；而调制器则提供了18db的范围，分辨率很低（6db）。该可变增益调制器能够接收范围很广的输入电压，故基带 dac 的选择相当灵活。双合成器提供极低的相位噪声本振（lo），适合于高阶数字射频调制。
如上所述，超外差射频可以提供卓越的rf性能。接收器带有外接saw滤波器，具有出色的邻信道抑制（adjacent channel rejection）性能，可满足阻断要求。对发射器来说，saw滤波器使得发射频带非常干净，dac图像及其它杂散信号被完全过滤掉。不过，这种性能是有代价的。首先，saw滤波器具有固定的带宽。因此难以实时改变信道带宽 （不同滤波器必须被转换到不同信道带宽路径）。但对于固定wimax而言，由于固定wimax对移动性几乎没有什么要求，用户不会在基站之间漫游，而带宽通常在部署时就被固定下来，所以这一点不是太重要。另一个考虑则是saw滤波器的尺寸相当大，可能导致通带纹波，不过正确的rf设计是可以缓解这一问题的。
se7051具有完全集成的合成器，可用在大多数应用中，能够产生if和rf lo信号。想获得极高的性能，可以选用一个外部压控振荡器（vco），如图1所示。一般来说，采用外部 vco可使调谐范围更广，而且由于其相位噪声较低，故能够把evm提高1db左右。
虽然图1并没有显示，但 vctcxo是最常用作为参考频率的。afc在基带收发器的模拟控制下进行。要满足固定wimax的规范，需要一个调谐大于±10ppm的vctcxo。作为整个射频的主频参考，其相位噪声对总体性能也有着至关重要的影响。所有应用都需要vctcxo，除非是由基带芯片组来实现数字afc。
sige半导体的射频解决方案支持时分双工（tdd）和半频分双工（hfdd）工作模式。在hfdd模式下，专用的频率控制寄存器与tx启动引脚连接在一起。其中一个寄存器在txen为高电平时使用；另一个则在txen为低时使用，这样，频率改变时不用写入串行接口，因此串行接口的流量被减至最小。对hfdd工作模式，ofdm 标准要求rx与tx之间的转换时间为100μs，se7051l轻而易举就可以满足这项要求了。
最后一个需要讨论的问题是基带接口。se7051l允许使用if或iq（零if）模拟接口来支持多个基带产品。许多基带芯片组都使用一个iq接口，因为它可以简化基带设计。
不过，使用iq接口有一个重大的rf缺陷，那就是iq平衡。i和q信号路径之间的任何幅值或相位失衡都会产生iq图像。这种图像将直接叠加在有用信号上，降低了evm性能（对接收和发射链路皆然）。iq失衡发生在iq 调制器或解调器中，甚至可能发生在基带与 rf收发器之间的互连中。由于这种失衡与温度有关，iq接口极可能需要校准，以确保不同工艺和温度上的evm都良好。
相反地，基于if的接口就不存在这种问题，所以是超外差射频的首选。使用if接口时，图像落在带外，并可被saw滤波器过滤掉。
移动wimax概述 移动wimax基于802.16e标准，主要面向下一代宽带网。虽然移动wimax还是一个处于发展中的标准，但wimax forum已经顺利地定义了将要实施的主要功能，而且在系统文档对所有这些功能作了描述。该系统文档采纳了802.16e标准中的许多选项功能，并定义了哪些功能将被实施。
移动wimax标准中有许多明显不同于固定wimax的地方。其中一个显着的差别是：采用移动 wimax时，快速傅立叶变换采样数（fft size）随带宽成比例伸缩（因此移动wimax有时也称为可伸缩ofdm）。由于具有这种伸缩性，对移动wimax来说，副载波间隔及符号时间几乎不依赖于信道带宽；但对固定wimax来说，则随信道带宽的变化很显着。
二者最显着的差别是接入技术本身。固定wimax基于ofdm；而移动wimax则基于ofdma，后者给每个用户都分配了一个收发时间片。例如，一个固定wimax传输通常要占用所有可用的副载波。在移动wimax中，一个用户一般只用到可用副载波的一个子集，而且是在一个预先指定的时间使用这些副载波。ofdma允许灵活地分配资源，从而优化对可用带宽的利用。
移动wimax的设计困难 ofdma本身对rf收发器的设计无直接影响，但ofdma面向的是大批量生产的便携式和移动设备（如笔记本电脑和手机），而这对rf前端的设计则有很大的影响。
移动wimax受到的第一项限制是尺寸和功率。由于移动wimax将用于移动和便携式设备，因此产品的整体尺寸和功耗都必须最小化。这样的要求反过来又对系统架构的选择提出了要求。移动设备中不太可能使用超外差接收器，因为这种接收器一般都比直接转换接收器的体积大很多，而且功耗也较高。
实现低功耗对功率放大器的设计提出了很高的要求。由于需要有相对较高的papr和线性，用标准的甲类（甚至甲乙类）功率放大器很难获得高效率和低功耗。为了尽可能降低线性要求，目前系统文档对上行链路只要求采用16qam调制；而64qam为可选。这样，在evm上就有6db的缓解（16qam要求-24db evm；而64qam则为-30db）。不过，业界普遍预计64qam调制也将会被用到，尤其是在笔记本电脑上。为了满足这一要求，我们预期大多数功率放大器将开始采用先进的效率改进技术，而标准的甲类或甲乙类放大器的使用将会越来越少。
为了方便说明，我们假设：所希望的天线端口发送功率为24dbm。放大器与天线之间很可能有2db的损耗，因此从放大器出来的发送功率必须为26dbm或400mw。如果采用效率为15%的标准甲乙类放大器，那么在放大器本身的功耗就有3w，加上发送链路的其它部分、dac和基带芯片组，功耗将增加到约3.7w，因此电池寿命将是一个严重问题。如果通过效率改进技术，将该放大器效率增加到25%，其功耗将降低到1.8w，而wimax接收器的功耗将显着降低到2.5w。请注意，2.5w正是目前许多手持设备中gsm接收器的功耗。
多输入多输出（mimo）也是移动wimax的一项要求。目前的系统文档要求下行链路（从基站到移动设备）采用2x2mimo；因此接收器必须有两条完整的接收链路，这就增加了尺寸方面的限制，更加不利于采用超外差体系架构。请注意，上行链路并不要求采用mimo技术，因此只需要一条发送链路。
另一个在移动wimax中常常被忽视的问题是wimax和wifi网络间存在相互影响。例如，按照表4，第3类频带在2496至2670mhz的范围，由于wifi（在美国）工作在2412至2462mhz范围，wimax和wifi接收机的频率隔离度非常小，因此两个网络之间很容易产生有害的干扰。因为这两个频带太接近，以至于无法真正实现rf 滤波，所以wimax接收器必须设计成即使有wifi接收器在旁也能工作。这个要求对wimax接收器的设计有着根本性的影响，因为wimax接收器必须能够在可能是很强的wifi信号环境下接收微弱的wimax信号。这些 wifi阻断信号可能比任何可能的wimax阻断信号都要强得多。
如何将移动wimax产品迅速推向市场？ 移动wimax网络现已开始逐步推行，而且有望推行得很快，尤其是在美国，推行的进度预计将会更迅速。这意味着制造商需要寻找创新的方法，在尽可能短的时间内将产品推向场。解决这个问题的方法有很多。
市场上有多项明显的技术切入点。第一个技术切入点是尽早开发芯片，为了最大限度地降低风险，制造商必须参与标准的开发，并与wimax forum合作，确保他们能尽早获得设计的要求。一旦设计完成，开发了一个全功能、而且能通过wimax forum接收器符合性测试（rct）规范的rf参考设计后，就可以加快系统集成的步伐。同时，还有助于在rf芯片组中实现内置的测试和诊断功能。
不过，即使及早着手设计和拥有可实现的参考设计，也未必能缩短产品的面市时间。一旦有了rf芯片组，还必须将其集成到基带芯片组中。完成这种集成需要较长的时间，这个环节也是能否大幅度节省时间的关键所在。
首先，rf和基带制造商间需要尽早形成互动。其次，必须力争减少rf和基带芯片组间的相互作用。例如，如果rf芯片组能实现完全的自主自动增益控制和校准程序，软件开发时间就会更短，整个集成 时间也可缩短。
另一个能缩短集成时间的可能切入点为基带至rf接口本身。以往都采用模拟iq或if接口来实现rf和基带芯片组之间的数据传输；adc和dac在基带芯片组上实现，而数据是以模拟方式传送到rf芯片组。由于采用这种接口，各个基带芯片的要求都有所不同，因此会增加集成时间。现在，一种针对移动wimax的全数字基带至rf接口已经面世，目前正由jedec jc61开发小组完成。该接口定义基带和rf之间的数据传输格式，以及串行控制接口，可用于mimo或单输入单输出（siso）数据传输，并面向基带iq数据。除了便于集成外，该接口还能降低设计成本。由于基带收发器都采用数字cmos器件，故很容易利用最先进的cmos工艺改变尺寸，从而制造出尺寸更小、成本更低的基带芯片。可惜的是，无论是rf或模拟转换器都不容易改变尺寸，因此将转换器与rf放在一起比较可行，这样二者都可通过优化技术来推行，而不会影响cmos基带裸片。
结论 不管是固定或移动wimax，都为rf设计人员提出了严苛的挑战。
固定wimax基于ofdm物理层，主要面向客户端设备（cpe）。因此，其整体功耗不是市场主要关心的问题。对固定wimax网络而言，用户更关心的是性能。因此，许多固定wimax接收器将采用超外差系统，以获得最佳的整体rf性能。
新的移动wimax基于ofdma物理层，这类设备面向移动电话和笔记本电脑，故要求较低的功耗和成本。由于功耗和成本上的限制，采用直接转换技术的rf收发器最有可能成为首选的体系架构。此外，要在合理的功耗下实现足够的rf功率，还需要有高效率的功率放大器。
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尽管有些人可能会把wifi和wimax加以比较，因为二者都是基于ofdm的标准；但从射频角度来看，wimax 的实现要困难得多。表1对802.11以及802.16的两个变体作出了高层次的比较。
固定wimax概述 固定wimax标准（常常被误称为802.16d）基于正交频分复用（ofdm）技术，使用256个副载波。该标准支持1.75到28mhz范围内的多个信道带宽。由于副载波的数量是固定的、而信道带宽是可变的，故副载波的间距会因信道带宽的不同而变化。该标准支持大量不同的循环前缀（符号时间的1/32到1/4）。256点ofdm的副载波间距范围为7.8khz到125khz之间，符号时间的变化范围则为8.25us到160us。该标准支持多种不同的调制方案，包括bpsk、qpsk、16qam和64qam。在实际推行上，所采用的调制方案乃根据测得的信道载干比/载噪比（cinr）来选择的。较高级的调制方案，比如64qam，需要更好的cinr来使比特误码率（bit error rate， ber）处于可接受的范围内。
图1：sige 2.5和3.5ghz射频
固定wimax的设计挑战 多项技术参数导致射频及参考设计充满挑战性，其中最困难的一项可能是发射误差向量幅值（evm）。所需的发射evm是调制的一个函数。在802.16标准的发展过程中，tx evm的获得使发射snr较在10e-6 ber所需的接收snr理论值低10db，有效地消除了总体链路预算中的发射损伤。
为了满足64qam工作模式的要求，需要-30db的evm，而且必须关注发射链路的各个环节。虽然一般来说，功率放大器耗费了总体evm 预算的大部分，但其它损伤，例如相位噪声、iq失衡（对iq射频而言），以及混频器和功放（pa）驱动器线性度也都变得十分重要。举例来说，-35db的集成相位噪声（相当于非常可观的1度相位噪声），加上-40db的pa驱动器线性度和iq调制器中的1度相位平衡（也极为可观），将导致-32.9db的总叠加evm。再计量该pa的影响，可以看出现在pa的evm必须较-33.1db更好，才可满足-30db的要求。
满足这些evm要求的方法之一，是增大收发器和功率放大器的耗电量。正如大多数rf 性能问题一样，增加电流常常能够解决某项问题，但随之而来的代价是电池寿命将会缩短，而材料清单则增多。
另一个evm问题，是ofdm具有相当高的峰均功率比（peak-to-average power ratio， papr），这对功率放大器的设计有重大影响。256点ofdm的papr大约为10db，故功率放大器必需定制至能够处理高于平均发射功率10db的峰值功率。请注意，papr与是独立于所用的调制方法，不论是采用bpsk或64qam方式发射，papr都是一样的。papr的主要影响在于pa效率，亦即影响总体功耗和电池寿命。
具有阻断器的射频器件的性能是影响设计的又一项问题。根据目前的标准要求，具有“有用信号”（desired signal）以上4db邻信道阻断器的接收器，必须能够以灵敏度限值以上3db的级别来解调64qam信号。对非邻信道（邻信道以外的任何信道），接收器的阻断器容限必须在有用信号电平以上11db。
此外，使参考设计变得复杂的另一个问题是对频率精度和稳定性的要求。ofdm标准要求用户站 （subscriber station）的rf调谐精度必须达到副载波间距的2%。1.75mhz信道副载波间距最小，为7.8khz。2%的精度要求意味着用户站必须能够达到156hz的调谐精度。假如射频的工作频率为3.6ghz，就表示它必须能够调谐到0.04ppm。此外，基站的绝对频率精度规定为+/-8ppm。因此，rf收发器必须在很大的频率范围上进行调谐，并具有极好的分辨率。大多数情况下，用户站的频率控制通过电压控制、温度补偿、晶振（vctcxo）来实现。除了满足调谐和分辨率要求之外，vctcxo的相位噪声也很重要，因为它是整个射频的主要参考时钟，并可能对总体相位噪声产生重大影响。要满足这些要求，必需谨慎选择vctcxo。
固定wimax要求支持时分双工（tdd）和半频分双工（hfdd）模式。在tdd工作模式下，发射器和接收器使用相同的rf频率，但发送和接收在不同时间进行。由于频率合成器不需要改变发射和接收突发信号间的信道，加上接收和发射并非同时进行，射频的设计比较容易，因此射频设计的成本也得以降低。hfdd类似于tdd，只是在hfdd模式中，接收器和发射器频率不同，但发射器和接收器永远不会同时工作。hfdd同样能降低射频的设计成本。虽然固定wimax中允许完全fdd的工作模式，但一般都不会这么做，因为发射器和接收器在不同的频率下同时工作，将会大大增加射频设计的复杂性。
解决固定wimax设计的挑战 如图1所示，sige半导体公司的2.5和3.5ghz射频解决方案是固定wimax工作模式的理想选择。这是一种两片超外差射频（superheterodyne）芯片的解决方案，其中一片超外差芯片具有两个频率转换和外部中频（if）滤波功能。这种架构提供了可能是最好的rf性能，代价则是尺寸较大（由于需要外部滤波器），故成本也稍为高一点。
se7251l和se7351这两款rf ic都是低噪声高线性度的前端收发器，分别支持2.3至2.7ghz和3.3至3.8ghz 的频带范围。其接收器提供从rf到200至600mhz中频的低噪降频功能，在降频之前可提供40db的增益控制来优化噪声和线性度。这一增益控制在可变增益lna与3位数字衰减器之间以4db步进被划分开。lna和混频器之间的片外滤波器可作图像抑制之用。if输出具有片外匹配网络，可供灵活的频率规划和声表面波（saw）滤波器选择。发射器从200至600mhz的if升频到rf。升频混频器输出信号被输出到片外，从而在最终的放大之前进行图像频带和lo抑制。发射衰减器具有一个5db分辨率的3位数字接口，总范围为25db。
se7051l if收发器是高集成度的低噪高线性度收发器，包含有rf（2850至3250mhz）和if（200至600mhz）合成器，常用于2.5和3.5ghz设计中。
其接收器把200至600mhz频率的信号降频转换为基带iq输出或if输出。这种高线性度输出为adc接口提供了出色的互调性能和驱动能力。此外，它还具有高速数字vga，可提供1db分辨率的50db增益控制范围。在发射方面，基带iq输入信号升频转换到200与600mhz间的if输出频率。此外，发射器可以配置成能够进行if 输入信号的单边带（sideband）升频转换。
发射器的总增益控制范围为68db，分辨率为1db，分布在调制器和vga之间。vga具有50db范围；而调制器则提供了18db的范围，分辨率很低（6db）。该可变增益调制器能够接收范围很广的输入电压，故基带 dac 的选择相当灵活。双合成器提供极低的相位噪声本振（lo），适合于高阶数字射频调制。
如上所述，超外差射频可以提供卓越的rf性能。接收器带有外接saw滤波器，具有出色的邻信道抑制（adjacent channel rejection）性能，可满足阻断要求。对发射器来说，saw滤波器使得发射频带非常干净，dac图像及其它杂散信号被完全过滤掉。不过，这种性能是有代价的。首先，saw滤波器具有固定的带宽。因此难以实时改变信道带宽 （不同滤波器必须被转换到不同信道带宽路径）。但对于固定wimax而言，由于固定wimax对移动性几乎没有什么要求，用户不会在基站之间漫游，而带宽通常在部署时就被固定下来，所以这一点不是太重要。另一个考虑则是saw滤波器的尺寸相当大，可能导致通带纹波，不过正确的rf设计是可以缓解这一问题的。
se7051具有完全集成的合成器，可用在大多数应用中，能够产生if和rf lo信号。想获得极高的性能，可以选用一个外部压控振荡器（vco），如图1所示。一般来说，采用外部 vco可使调谐范围更广，而且由于其相位噪声较低，故能够把evm提高1db左右。
虽然图1并没有显示，但 vctcxo是最常用作为参考频率的。afc在基带收发器的模拟控制下进行。要满足固定wimax的规范，需要一个调谐大于±10ppm的vctcxo。作为整个射频的主频参考，其相位噪声对总体性能也有着至关重要的影响。所有应用都需要vctcxo，除非是由基带芯片组来实现数字afc。
sige半导体的射频解决方案支持时分双工（tdd）和半频分双工（hfdd）工作模式。在hfdd模式下，专用的频率控制寄存器与tx启动引脚连接在一起。其中一个寄存器在txen为高电平时使用；另一个则在txen为低时使用，这样，频率改变时不用写入串行接口，因此串行接口的流量被减至最小。对hfdd工作模式，ofdm 标准要求rx与tx之间的转换时间为100μs，se7051l轻而易举就可以满足这项要求了。
最后一个需要讨论的问题是基带接口。se7051l允许使用if或iq（零if）模拟接口来支持多个基带产品。许多基带芯片组都使用一个iq接口，因为它可以简化基带设计。
不过，使用iq接口有一个重大的rf缺陷，那就是iq平衡。i和q信号路径之间的任何幅值或相位失衡都会产生iq图像。这种图像将直接叠加在有用信号上，降低了evm性能（对接收和发射链路皆然）。iq失衡发生在iq 调制器或解调器中，甚至可能发生在基带与 rf收发器之间的互连中。由于这种失衡与温度有关，iq接口极可能需要校准，以确保不同工艺和温度上的evm都良好。
相反地，基于if的接口就不存在这种问题，所以是超外差射频的首选。使用if接口时，图像落在带外，并可被saw滤波器过滤掉。
移动wimax概述 移动wimax基于802.16e标准，主要面向下一代宽带网。虽然移动wimax还是一个处于发展中的标准，但wimax forum已经顺利地定义了将要实施的主要功能，而且在系统文档对所有这些功能作了描述。该系统文档采纳了802.16e标准中的许多选项功能，并定义了哪些功能将被实施。
移动wimax标准中有许多明显不同于固定wimax的地方。其中一个显着的差别是：采用移动 wimax时，快速傅立叶变换采样数（fft size）随带宽成比例伸缩（因此移动wimax有时也称为可伸缩ofdm）。由于具有这种伸缩性，对移动wimax来说，副载波间隔及符号时间几乎不依赖于信道带宽；但对固定wimax来说，则随信道带宽的变化很显着。
二者最显着的差别是接入技术本身。固定wimax基于ofdm；而移动wimax则基于ofdma，后者给每个用户都分配了一个收发时间片。例如，一个固定wimax传输通常要占用所有可用的副载波。在移动wimax中，一个用户一般只用到可用副载波的一个子集，而且是在一个预先指定的时间使用这些副载波。ofdma允许灵活地分配资源，从而优化对可用带宽的利用。
移动wimax的设计困难 ofdma本身对rf收发器的设计无直接影响，但ofdma面向的是大批量生产的便携式和移动设备（如笔记本电脑和手机），而这对rf前端的设计则有很大的影响。
移动wimax受到的第一项限制是尺寸和功率。由于移动wimax将用于移动和便携式设备，因此产品的整体尺寸和功耗都必须最小化。这样的要求反过来又对系统架构的选择提出了要求。移动设备中不太可能使用超外差接收器，因为这种接收器一般都比直接转换接收器的体积大很多，而且功耗也较高。
实现低功耗对功率放大器的设计提出了很高的要求。由于需要有相对较高的papr和线性，用标准的甲类（甚至甲乙类）功率放大器很难获得高效率和低功耗。为了尽可能降低线性要求，目前系统文档对上行链路只要求采用16qam调制；而64qam为可选。这样，在evm上就有6db的缓解（16qam要求-24db evm；而64qam则为-30db）。不过，业界普遍预计64qam调制也将会被用到，尤其是在笔记本电脑上。为了满足这一要求，我们预期大多数功率放大器将开始采用先进的效率改进技术，而标准的甲类或甲乙类放大器的使用将会越来越少。
为了方便说明，我们假设：所希望的天线端口发送功率为24dbm。放大器与天线之间很可能有2db的损耗，因此从放大器出来的发送功率必须为26dbm或400mw。如果采用效率为15%的标准甲乙类放大器，那么在放大器本身的功耗就有3w，加上发送链路的其它部分、dac和基带芯片组，功耗将增加到约3.7w，因此电池寿命将是一个严重问题。如果通过效率改进技术，将该放大器效率增加到25%，其功耗将降低到1.8w，而wimax接收器的功耗将显着降低到2.5w。请注意，2.5w正是目前许多手持设备中gsm接收器的功耗。
多输入多输出（mimo）也是移动wimax的一项要求。目前的系统文档要求下行链路（从基站到移动设备）采用2x2mimo；因此接收器必须有两条完整的接收链路，这就增加了尺寸方面的限制，更加不利于采用超外差体系架构。请注意，上行链路并不要求采用mimo技术，因此只需要一条发送链路。
另一个在移动wimax中常常被忽视的问题是wimax和wifi网络间存在相互影响。例如，按照表4，第3类频带在2496至2670mhz的范围，由于wifi（在美国）工作在2412至2462mhz范围，wimax和wifi接收机的频率隔离度非常小，因此两个网络之间很容易产生有害的干扰。因为这两个频带太接近，以至于无法真正实现rf 滤波，所以wimax接收器必须设计成即使有wifi接收器在旁也能工作。这个要求对wimax接收器的设计有着根本性的影响，因为wimax接收器必须能够在可能是很强的wifi信号环境下接收微弱的wimax信号。这些 wifi阻断信号可能比任何可能的wimax阻断信号都要强得多。
如何将移动wimax产品迅速推向市场？ 移动wimax网络现已开始逐步推行，而且有望推行得很快，尤其是在美国，推行的进度预计将会更迅速。这意味着制造商需要寻找创新的方法，在尽可能短的时间内将产品推向场。解决这个问题的方法有很多。
市场上有多项明显的技术切入点。第一个技术切入点是尽早开发芯片，为了最大限度地降低风险，制造商必须参与标准的开发，并与wimax forum合作，确保他们能尽早获得设计的要求。一旦设计完成，开发了一个全功能、而且能通过wimax forum接收器符合性测试（rct）规范的rf参考设计后，就可以加快系统集成的步伐。同时，还有助于在rf芯片组中实现内置的测试和诊断功能。
不过，即使及早着手设计和拥有可实现的参考设计，也未必能缩短产品的面市时间。一旦有了rf芯片组，还必须将其集成到基带芯片组中。完成这种集成需要较长的时间，这个环节也是能否大幅度节省时间的关键所在。
首先，rf和基带制造商间需要尽早形成互动。其次，必须力争减少rf和基带芯片组间的相互作用。例如，如果rf芯片组能实现完全的自主自动增益控制和校准程序，软件开发时间就会更短，整个集成 时间也可缩短。
另一个能缩短集成时间的可能切入点为基带至rf接口本身。以往都采用模拟iq或if接口来实现rf和基带芯片组之间的数据传输；adc和dac在基带芯片组上实现，而数据是以模拟方式传送到rf芯片组。由于采用这种接口，各个基带芯片的要求都有所不同，因此会增加集成时间。现在，一种针对移动wimax的全数字基带至rf接口已经面世，目前正由jedec jc61开发小组完成。该接口定义基带和rf之间的数据传输格式，以及串行控制接口，可用于mimo或单输入单输出（siso）数据传输，并面向基带iq数据。除了便于集成外，该接口还能降低设计成本。由于基带收发器都采用数字cmos器件，故很容易利用最先进的cmos工艺改变尺寸，从而制造出尺寸更小、成本更低的基带芯片。可惜的是，无论是rf或模拟转换器都不容易改变尺寸，因此将转换器与rf放在一起比较可行，这样二者都可通过优化技术来推行，而不会影响cmos基带裸片。
结论 不管是固定或移动wimax，都为rf设计人员提出了严苛的挑战。
固定wimax基于ofdm物理层，主要面向客户端设备（cpe）。因此，其整体功耗不是市场主要关心的问题。对固定wimax网络而言，用户更关心的是性能。因此，许多固定wimax接收器将采用超外差系统，以获得最佳的整体rf性能。
新的移动wimax基于ofdma物理层，这类设备面向移动电话和笔记本电脑，故要求较低的功耗和成本。由于功耗和成本上的限制，采用直接转换技术的rf收发器最有可能成为首选的体系架构。此外，要在合理的功耗下实现足够的rf功率，还需要有高效率的功率放大器。
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