降低dc/dc开关式转换器的两类主要的地噪声源减少措施
dc/dc开关式电源转换器的物理干扰众人皆知，除非系统和电路图都经过了精心设计。这些转换器会对电气地注入多余的电荷，产生虚假的数字信号、翻转的双倍时钟、电磁干扰、模拟电压误差，还可能是有害的高电压。随着这类设计复杂性的增加以及应用的密集使用，物理电路的实现已开始在系统的电气完整性中扮演一个重要的角色。为解决这些问题，你需要了解如何减少两类主要的地噪声源。
地噪声问题一 图1是一个有恒定负载电流的理想降压转换器。开关s1和s2作来回转换，斩断着降压电感和降压电容上的输入电压。电感电流或电容电压都不能突然地改变，而负载电流是恒定的。所有开关电压与电流应分别成功地跨过降压电感，或通过降压电容，因为一个理想的降压转换器不会产生地噪声。但有经验的设计者知道，降压转换器是一个臭名昭著的噪声源。这意味着，图1中的电路缺少了一些关键的物理元件。
图1，在一个降压转换器电路中，电感器的电流不能瞬时改变，因此难以判断一个理想降压转换器中的地弹跳来源。
无论何时，只要有电荷移动，就会产生一个磁场。一根导线、一只电阻、一只晶体管、一个超导体，或一个电容极板间的电流都会产生磁场。磁通量是通过一个电流环路面积的磁感应强度，它等于以直角切割环路面积的磁感应强度与环路面积的乘积：φb=b×a，其中φb是磁通量，b是磁感应强度，而a是电流环路面积。以某个距离环绕一根导线的磁感应强度与导线中的电流成正比，b=μoi/2πr，其中r为距离。
电子元件都有长度，电荷必须沿各个导线段，从一个器件移到另一个器件。移动的电荷就产生了一个磁场，于是我们可以改进图1中的电路。图2是一个简单降压转换器的更好模型。图2中，导线仍保持理想状态，不过电流在从一个电子元件移动到另一个元件时，必须在每段中流过一个距离。当这个电荷流动时，通过s1和s2开关的循环，磁场环绕着通电的导线，并有磁通通过。
图2，变化的磁通会产生电压（a）。当一个降压转换时，变化的电流回路路径产生一个变化的磁通，并导致地弹跳（b）。
s1和s2电流回路面积的变化是开关转换器地噪声的第一个主要来源。在每个开关周期中， 输入电压-s1-地这个回路中的磁通都会增加和衰减。这种变化的磁通会在该回路的各个地方感应出电压，包括理想的接地回路线。没有任何铜箔（哪怕是一个超导体）能够消除这种感应电压。唯一有用的方法是降低变化的磁通。
变化的磁通有三大要素：变化率、磁场强度和回路面积。由于时钟频率和最大输出电流可能有设计上的要求，因此尽量减小回路面积就成为最佳方法。感应系数与磁通量成正比。
图3是图2的一个电气模型，其中寄生电感lp1中的电流变化产生了地噪声，而寄生电感lp2中的恒定电流则没有贡献。虽然图3以一种类似的方式表述了问题，但它是图2中物理增强模型的一个不良替代品。图3显示了lp1和 lp2上的寄生感应电压，而这种结构会在一个有磁通变化的回路各处都感应出电压。不过，这个电路部件仍能用于展示如何降低感应的地噪声。
图3，lp1中变化的电流产生了地弹跳，而lp2中的恒定电流则没有。
在图3中，地回路电流流过lp1并发生变化，它造成了一种电压弹跳问题。仔细布放输入电容可以减小寄生磁通面积，并让变化的降压电流走一个不包含在接地回路的路径（图4）。此时，寄生电感lp1和lp2中的电流是恒定的，因此地电压稳定不变。磁通面积的减小亦成比例地降低了emi，以及所有其它有害的感应回路电压。
图4，仔细地布放输入电容，尽量减小变化回路的面积，并仔细地布放地回路的变化电流路径，可以消除地弹跳。
开关转换器接地噪声的第一个重要来源是磁通面积不断变化的结果。良好的pcb设计通过走线的布放和仔细布置的旁路电容，能尽量减少变化的电流回路面积，以及接地回路路径中变化的电流。
地噪声问题二
第二个地噪声的主要来源是寄生的电感器电容（图5）。一个电容上的电压不能够瞬时改变，而一个电感上的电流则不能瞬时改变。因此，lx结点上的电压变化就直接耦合到寄生降压电感器电容cl以及降压滤波器电容cbuck，出现在寄生接地电感lp1和lp2上。
图5，lx结点电压的变化通过寄生降压电感器的电容cl将电荷泵出，并进入寄生接地路径电感器lp1和lp2，产生地噪声。
但开始是没有电荷流动的，在下一个瞬间，所有这些元件上都建立起电流，直到寄生降压电感器的电容能量ecl=1/2clvlx2转换为导线的寄生磁场，elp=1/2lpi2changingmax，其中，lp是所有寄生回路电感的总和。然后，这个有害的能量在电场和磁场之间来回传送，直到辐射出去或耗散在阻性元件上。
地噪声振荡的峰值电压和持续时间都是问题。峰值电压在结点vgb测量，它是lx结点电压变化、寄生的降压电感器电容以及附加寄生走线电容的函数。一个大的寄生降压电感器的电容会存储更多能量，因此采用一个较小值是一个比较好的方案。选择了降压电感器的值以及额定电流后，要选择有最大自谐振频率的电感，以限制cl的容量。电感器的自谐振频率表示为1/［2π√（lbuckcl）］。自谐振频率加倍可降低寄生的电感器电容，因而地噪声能量可降低至其四分之一。
当性能优先于成本考虑时，用两只串联电感替换图5中的单只降压电感，每只电感的值是降压电感值的一半，而总电感值保持不变（图6）。对于制造厂的系列电感产品，寄生电容通常与额定电感值成正比，因此半值电感的寄生电容也只有一半。采用串联电感时，它们的电感值相加，而寄生电容值则是倒数值的和的倒数，从而降低了总的寄生电容。对于两个串联的半值电感，总电感值为lbucknew ，而总寄生电容将降低至降压电感器电容的四分之一。这样，降低的寄生电感就减少了地的弹跳。
图6，两个串联电感有相同的电感值，但寄生电容只有四分之一，泵出电荷及因此造成的地弹跳都得到减少。
通过研究各种模型，我们了解了地噪声的两个主要来源和机制，这两种地噪声在dc/dc开关转换器中无处不在，工程师可以在设计的早期阶段、元件选择以及布局时尽量降低这些效应，就能减少以后生产中的麻烦并避免从头设计。
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图1，在一个降压转换器电路中，电感器的电流不能瞬时改变，因此难以判断一个理想降压转换器中的地弹跳来源。
无论何时，只要有电荷移动，就会产生一个磁场。一根导线、一只电阻、一只晶体管、一个超导体，或一个电容极板间的电流都会产生磁场。磁通量是通过一个电流环路面积的磁感应强度，它等于以直角切割环路面积的磁感应强度与环路面积的乘积：φb=b×a，其中φb是磁通量，b是磁感应强度，而a是电流环路面积。以某个距离环绕一根导线的磁感应强度与导线中的电流成正比，b=μoi/2πr，其中r为距离。
电子元件都有长度，电荷必须沿各个导线段，从一个器件移到另一个器件。移动的电荷就产生了一个磁场，于是我们可以改进图1中的电路。图2是一个简单降压转换器的更好模型。图2中，导线仍保持理想状态，不过电流在从一个电子元件移动到另一个元件时，必须在每段中流过一个距离。当这个电荷流动时，通过s1和s2开关的循环，磁场环绕着通电的导线，并有磁通通过。
图2，变化的磁通会产生电压（a）。当一个降压转换时，变化的电流回路路径产生一个变化的磁通，并导致地弹跳（b）。
s1和s2电流回路面积的变化是开关转换器地噪声的第一个主要来源。在每个开关周期中， 输入电压-s1-地这个回路中的磁通都会增加和衰减。这种变化的磁通会在该回路的各个地方感应出电压，包括理想的接地回路线。没有任何铜箔（哪怕是一个超导体）能够消除这种感应电压。唯一有用的方法是降低变化的磁通。
变化的磁通有三大要素：变化率、磁场强度和回路面积。由于时钟频率和最大输出电流可能有设计上的要求，因此尽量减小回路面积就成为最佳方法。感应系数与磁通量成正比。
图3是图2的一个电气模型，其中寄生电感lp1中的电流变化产生了地噪声，而寄生电感lp2中的恒定电流则没有贡献。虽然图3以一种类似的方式表述了问题，但它是图2中物理增强模型的一个不良替代品。图3显示了lp1和 lp2上的寄生感应电压，而这种结构会在一个有磁通变化的回路各处都感应出电压。不过，这个电路部件仍能用于展示如何降低感应的地噪声。
图3，lp1中变化的电流产生了地弹跳，而lp2中的恒定电流则没有。
在图3中，地回路电流流过lp1并发生变化，它造成了一种电压弹跳问题。仔细布放输入电容可以减小寄生磁通面积，并让变化的降压电流走一个不包含在接地回路的路径（图4）。此时，寄生电感lp1和lp2中的电流是恒定的，因此地电压稳定不变。磁通面积的减小亦成比例地降低了emi，以及所有其它有害的感应回路电压。
图4，仔细地布放输入电容，尽量减小变化回路的面积，并仔细地布放地回路的变化电流路径，可以消除地弹跳。
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第二个地噪声的主要来源是寄生的电感器电容（图5）。一个电容上的电压不能够瞬时改变，而一个电感上的电流则不能瞬时改变。因此，lx结点上的电压变化就直接耦合到寄生降压电感器电容cl以及降压滤波器电容cbuck，出现在寄生接地电感lp1和lp2上。
图5，lx结点电压的变化通过寄生降压电感器的电容cl将电荷泵出，并进入寄生接地路径电感器lp1和lp2，产生地噪声。
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图6，两个串联电感有相同的电感值，但寄生电容只有四分之一，泵出电荷及因此造成的地弹跳都得到减少。
通过研究各种模型，我们了解了地噪声的两个主要来源和机制，这两种地噪声在dc/dc开关转换器中无处不在，工程师可以在设计的早期阶段、元件选择以及布局时尽量降低这些效应，就能减少以后生产中的麻烦并避免从头设计。
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