通过ICE1CS02芯片如何实现PFC+PWM电路的设计
近年来，提高开关电源的功率因数，减轻其对电网的污染成为电源发展的必然趋势。为了使输入电流谐波满足要求，需要加入功率因数校正（pfc）电路。目前小功率场合应用得最广泛的是pfc级和pwm级共用一套控制电路，在获得稳定输出的同时实现功率因数校正。这种方案具有电路简单、成本低等优点。
文中介绍了一种基于ice1cs02的pfc+pwm电路的基本原理及其设计过程，并设计出500 w实际电路。
1 电路设计
英飞凌的ice1cs02芯片是由功率因数校正（pfc）和脉宽调控（pwm）两种电流模式控制器组成，其中pfc级采用非线性增益电路取代乘法器技术，可以获得较高的功率因数；而pwm采用电流模式控制，可以提高响应速度和轻载时的系统效率。
电路的pfc级采用非隔离式boost电路，具有效率高、易于实现等特点；而pwm级采用双管正激电路结构，无需复位绕组，有利于减小变压器的体积，提高开关电源功率密度和工作效率。
pfc+双管正激变换器主电路原理图如图1所示。
图1 pfc+双管正激变换器主电路原理图
电路的工作原理简述如下：当电路接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压给辅助源提供信号，从而给主控芯片提供启动电压。pfc级的电压、电流反馈信号率先使前级进入正常工作，即pfc级输出电压400vdc;后级dc/dc变换电路由tl431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到主控芯片，控制开关管的导通与截止，实现最终稳压输出的目的。
在一个开关周期ts内，pfc级mos管m1开关一次，后级mos管m2和m3同步开关2次，频率交错易于消除相互之间的干扰。一个主控芯片提供两种mos管的控制信号，简化了控制电路设计。
电路中，变压器起隔离变压作用，不再需要复位绕组。二极管d6和d7导通把激磁能量回馈给输入源，并起去磁作用使变压器维持磁平衡。
2 仿真分析
saber仿真软件是美国synopsys公司开发的一款功能强大的系统仿真软件。来用saber仿真软件对电路进行仿真分析可以验证电路的工作原理和可行性。
仿真设计参数：输入220 vac;输出24 v/21 a;后级mos管工作频率130 khz;占空比0.4.
图2为通过仿真得出的pwm级mos管的ds电压和主变压器t1初级电压、电流波形。
图2 后级mos管的ds电压波形
pfc级输出稳定的直流电压，pwm级mos管导通时，两管ds电压均为零，变压器输入电流由于次级储能电感的作用线性增加，如图3中电流波形所示。
关断时，主变压器初级电势反向，通过二极管d6、d7把能量返回给输入端，并完成磁复位，如图3中电压波形所示。
图3 主变压器ti初级电压、电路波形
由仿真实验验证了电路的基本工作原理。
3 主变庄器设计
变压器设计是整个电路设计的重点。现就500 w电路讨论pwm级正激式变压器的设计（设计要求以仿真参数为例）：
根据输出功率与磁芯尺寸的关系，粗略估算磁芯有效面积值，选择磁芯型号的有效面积应大于理论计算值。选用了ee42磁芯，其有效面积ae为2.33 cm2.
电路工作频率恒定，考虑高温时饱和磁感应强度bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应在一般选择为2000~2 500 gs.
up=ud-△u1=393-3=390 v
up为变压器初级绕组电压幅值；ud是pfc级输出直流电压；△u1是初级绕组和mos管的导通压降之和，在计算中可忽略不记。同理，变压器次级绕组电压幅值us为：
d为占空比，由于双臂正激电路中变压器需要磁复位，且根据伏秒时间相等原则，最大d不可能大于0.5,此处取0.35~0.4.
主变压器原边匝数：
eon是功率管导通时变压器的伏秒量；△b磁通增量，此处取0.15~0.2 t.ton为导通时间。
主变压器副边匝数：
根据电流有效值和导线选择经验，同时考虑高频工作时导线的集肤效应，当电流较大时，采用多股并绕，每股线径不得大于2倍穿透深度，漆包线的线径和股数可适当调整，使线包每一层能正好绕满，若计算出的原、副边匝数非整数，可选择匝数较小的一方取整，再根据匝比推算其他绕组匝数。选取初级匝数为33匝，次级匝数为5匝。
根据公式ku=ae/q校核窗口，窗口系数ku约为0.3~0.35.
在计算副边取整过程中调整了匝数，应由公式np=（vin×ton）/（△b×ae）校核最大磁感应，最大磁感应在3 000 gs以内。
4 实测波形分析
以下波形无特殊说明即为输入电压220 vac;输出功率500w条件测试所得。
4.1 pfc级波形分析
pfc电路的主要作用是通过取样输入电压波形，调整输入电流波形使之正弦化且相位与电压波形同步。
由图4可以看出，经过功率因数校正电路，输入电流正弦化，且相位和电压波形一致。经测试，功率因数达到了0.99.
图4 pfc级输入电压、电流波形
4.2 pwm级波形分析
对于pwm级双管正激电路而言，其输入电压即为pfc级输出电压，基本稳定的400 vdc.由于存在变压器漏感和一些寄生参数，实际测试波形与仿真得到的波形有一些细微差别。实验波形如图5和图6所示。
图5 后级mos管m1&m2的电压、电流波形
图6 主变压器t1初级ds电压波形
磁复位过程中，上、下两功率管承受最大电压不超过直流侧输入电压与二极管d6,d7正向压降之和。磁复位完成后，高频变压器初级电压被钳位在零点。此时，m2、m3两管电压均被钳位在输入电压的一半位置。此阶段一直保持到mos管的下一次导通。图5中ds电压下降至一平台处即为输入电压的一半，也标志着磁复位的完成。
5 结论
分析了pfc+pwm电路的工作原理，通过500 w原理样机测试结果可以看出，样机满载时效率可达88%;功率因数不小于0.99;负载调整率不大于0.5%;输出24 v直流电压精度较高。验证了该电路具有驱动电路简单、可靠性高、体积小、效率高等优点，达到了在提高功率因数的前提下进行dc/dc变换的目的。
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电路的pfc级采用非隔离式boost电路，具有效率高、易于实现等特点；而pwm级采用双管正激电路结构，无需复位绕组，有利于减小变压器的体积，提高开关电源功率密度和工作效率。
pfc+双管正激变换器主电路原理图如图1所示。
图1 pfc+双管正激变换器主电路原理图
电路的工作原理简述如下：当电路接通电源时，输入交流电压整流后的直流电压给辅助源提供信号，从而给主控芯片提供启动电压。pfc级的电压、电流反馈信号率先使前级进入正常工作，即pfc级输出电压400vdc;后级dc/dc变换电路由tl431获得偏差信号，经光耦隔离后反馈到主控芯片，控制开关管的导通与截止，实现最终稳压输出的目的。
在一个开关周期ts内，pfc级mos管m1开关一次，后级mos管m2和m3同步开关2次，频率交错易于消除相互之间的干扰。一个主控芯片提供两种mos管的控制信号，简化了控制电路设计。
电路中，变压器起隔离变压作用，不再需要复位绕组。二极管d6和d7导通把激磁能量回馈给输入源，并起去磁作用使变压器维持磁平衡。
2 仿真分析
saber仿真软件是美国synopsys公司开发的一款功能强大的系统仿真软件。来用saber仿真软件对电路进行仿真分析可以验证电路的工作原理和可行性。
仿真设计参数：输入220 vac;输出24 v/21 a;后级mos管工作频率130 khz;占空比0.4.
图2为通过仿真得出的pwm级mos管的ds电压和主变压器t1初级电压、电流波形。
图2 后级mos管的ds电压波形
pfc级输出稳定的直流电压，pwm级mos管导通时，两管ds电压均为零，变压器输入电流由于次级储能电感的作用线性增加，如图3中电流波形所示。
关断时，主变压器初级电势反向，通过二极管d6、d7把能量返回给输入端，并完成磁复位，如图3中电压波形所示。
图3 主变压器ti初级电压、电路波形
由仿真实验验证了电路的基本工作原理。
3 主变庄器设计
变压器设计是整个电路设计的重点。现就500 w电路讨论pwm级正激式变压器的设计（设计要求以仿真参数为例）：
根据输出功率与磁芯尺寸的关系，粗略估算磁芯有效面积值，选择磁芯型号的有效面积应大于理论计算值。选用了ee42磁芯，其有效面积ae为2.33 cm2.
电路工作频率恒定，考虑高温时饱和磁感应强度bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应在一般选择为2000~2 500 gs.
up=ud-△u1=393-3=390 v
up为变压器初级绕组电压幅值；ud是pfc级输出直流电压；△u1是初级绕组和mos管的导通压降之和，在计算中可忽略不记。同理，变压器次级绕组电压幅值us为：
d为占空比，由于双臂正激电路中变压器需要磁复位，且根据伏秒时间相等原则，最大d不可能大于0.5,此处取0.35~0.4.
主变压器原边匝数：
eon是功率管导通时变压器的伏秒量；△b磁通增量，此处取0.15~0.2 t.ton为导通时间。
主变压器副边匝数：
根据电流有效值和导线选择经验，同时考虑高频工作时导线的集肤效应，当电流较大时，采用多股并绕，每股线径不得大于2倍穿透深度，漆包线的线径和股数可适当调整，使线包每一层能正好绕满，若计算出的原、副边匝数非整数，可选择匝数较小的一方取整，再根据匝比推算其他绕组匝数。选取初级匝数为33匝，次级匝数为5匝。
根据公式ku=ae/q校核窗口，窗口系数ku约为0.3~0.35.
在计算副边取整过程中调整了匝数，应由公式np=（vin×ton）/（△b×ae）校核最大磁感应，最大磁感应在3 000 gs以内。
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由图4可以看出，经过功率因数校正电路，输入电流正弦化，且相位和电压波形一致。经测试，功率因数达到了0.99.
图4 pfc级输入电压、电流波形
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图5 后级mos管m1&m2的电压、电流波形
图6 主变压器t1初级ds电压波形
磁复位过程中，上、下两功率管承受最大电压不超过直流侧输入电压与二极管d6,d7正向压降之和。磁复位完成后，高频变压器初级电压被钳位在零点。此时，m2、m3两管电压均被钳位在输入电压的一半位置。此阶段一直保持到mos管的下一次导通。图5中ds电压下降至一平台处即为输入电压的一半，也标志着磁复位的完成。
5 结论
分析了pfc+pwm电路的工作原理，通过500 w原理样机测试结果可以看出，样机满载时效率可达88%;功率因数不小于0.99;负载调整率不大于0.5%;输出24 v直流电压精度较高。验证了该电路具有驱动电路简单、可靠性高、体积小、效率高等优点，达到了在提高功率因数的前提下进行dc/dc变换的目的。
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