基于肖特基二极管实现的固态高效倍频技术
设计了肖特基二极管的结构和尺寸，采用点支撑空气桥结构降低器件在高频下的损耗，根据二极管测试结果和实际结构，分别建立了肖特基结的非线性模型和三维电磁场模型。依据此模型，采用平衡式电路设计，将二极管放置在波导内，利用模式正交性很好地实现输入与输出信号的隔离，简化了电路结构，降低了损耗，成功设计并制作出300 ghz二倍频器，在312～319 ghz的倍频效率大于5%，最大倍频效率为10.1%@316 ghz，在307 ghz～318 ghz的输出功率大于4 mw，最大输出功率为8.7 mw@316 ghz。采用较高掺杂浓度材料二极管的倍频器最大效率为13.7%，最大输出功率为11.8 mw。该倍频器的输出功率与已报道水平相当，验证了国产肖特基二极管的设计、工艺以及高频工作等方面的能力。
0 引言
太赫兹波的频率范围为0.3 thz～3 thz，与微波毫米波相比，太赫兹波的频率高、波长小，具有分辨率高、带宽宽和安全性高等优点，在射电天文、医学、通信、安全和国防等领域具有广阔的应用前景［1-5］。由于缺少太赫兹频段功率源，太赫兹电子系统的发展非常缓慢。在毫米波频段，功率源一般通过放大器实现，而在太赫兹频段放大器多采用inp基的放大器，其功率较小，无法满足应用要求。基于肖特基二极管实现的固态高效倍频技术是目前获取高功率太赫兹频段信号的一种重要途径。
国外的肖特基二极管及相应的倍频技术已经发展了几十年，技术成熟，并已经商业化。目前，混频肖特基二极管的工作频率达到3.2 thz［6］，倍频肖特基二极管工作频率达2.7 thz［7］，几乎覆盖了整个太赫兹频段。由于国内平面肖特基二极管技术发展较晚，倍频器的设计多采用国外的商用二极管，不利于太赫兹电子系统的国产化。本课题组于2013年研制出截止频率达3.9 thz的平面gaas肖特基二极管，为太赫兹倍频器的国产化奠定了器件基础［8］。
本文采用国产的平面gaas肖特基二极管设计出300 ghz二倍频器。肖特基二极管为反向串联的4管芯结构，阳极指为点支撑空气桥结构，降低器件寄生电容，提高器件性能。采用场路结合的方式建立了肖特基二极管的模型，提高了模型精度。电路结构上采用平衡式设计，抑制奇次谐波，输出偶次谐波，二极管放置在减高波导内，利用模式的正交性，实现基波与二次谐波的隔离，在简化电路的同时又降低了损耗。
1 肖特基二极管建模
1.1 二极管的选择与制备
根据300 ghz倍频电路和腔体尺寸，选择肖特基二极管的长宽分别为340 μm×60 μm，肖特基结直径为3 μm，阳极结数为4，合理设计二极管的pad大小、阳极指的长度等结构参数，以便易于倍频电路的匹配。为降低器件的寄生电容，阳极指在工艺上采用点支撑空气桥结构，降低器件在高频下的损耗。图1所示为砷化镓肖特基二极管的剖面结构示意图。
阳极接触制作在低掺杂的n型砷化镓外延层，然后通过外延层刻蚀露出高掺杂的砷化镓层，在该层制作欧姆接触，欧姆接触距肖特基结几微米。采用窄的金属即阳极指连接肖特基结和较大阳极接触金属，形成电流通路。去除阳极指下面的砷化镓材料，实现阳极和阴极的隔离。最后采用二氧化硅或氮化硅材料对器件表面进行钝化。图2所示为制备完成后的反向串联肖特基二极管sem照片。
1.2 二极管的电流电压特性
在正向偏置条件下，金属-砷化镓界面的电子输运机制包括热电子发射、空间电荷区的复合以及中性区的复合。在反向偏置条件下，电子输运机制为量子隧穿效应。对于良好的金半接触，热电子发射为主要的输运机制。这样，肖特基二极管的电流电压（i-v）关系可用下式表示［9］：
其中，id为二极管总电流，is为反向饱和电流，vj为结电压，q为电子电荷，n为理想因子，a为结面积，a**为有效理查德森常数，t为绝对温度，φb为势垒高度，kb为波尔兹曼常数。
图3为测试得到的肖特基二极管电流电压特性，由此可提取出肖特基二极管结的一些非线性参数。
1.3 二极管的三维电磁场模型
模型是电路设计的基础，其精度关系到倍频模块设计的准确度，也是能否充分发挥二极管性能的关键。平面肖特基二极管建模的方法有多种，包括基于测量的行为特性或线性理论的等效电路模型法、闭合经验公式法和二极管三维电磁模型分析法等［10］，其中二极管三维电磁模型分析法是目前较为常用、精度较高的一种方法。该建模方法的思路是根据肖特基二极管的器件实际结构建立二极管无源部分的三维模型，用来描述肖特基二极管在高频下的寄生参量，同时器件的有源肖特基结部分采用非线性集总元件模型，以描述器件的直流以及大信号等非线性特性。
肖特基二极管无源部分是通过电磁仿真软件建立三维结构参数模型，根据二极管器件的半导体材料层次分布和与器件工艺相关的三维物理结构尺寸，建立肖特基二极管三维仿真模型，如图4所示。模型从上到下的层次结构参数如表1所示。
根据式（1）和式（2）对测试得到的肖特基二极管的电流电压特性进行数值分析和拟合，可得到器件的相关电学模型参数，如表2所示。
2 电路设计
300 ghz倍频电路的设计是基于平衡式的拓扑结构，如图5所示，该结构可以抑制奇次谐波，输出偶次谐波，简化了电路结构。为增加输出功率，倍频器采用反向串联的4管芯平面肖特基二极管结构。两个二极管芯片反向串联安装在位于波导结构中的电路上。输入矩形波导中的信号（te10模）馈入到二极管阵列中，相应产生二次谐波（tem模）。利用模式的正交性，可以有效实现输入与输出之间的隔离而不需要外加滤波器，在简化电路的同时又降低了损耗。另外输入波导采用减高波导的形式，这样可以截止输入信号的tm11模式，使得信号能更好地耦合进二极管中。直流偏置电路采用低通滤波器实现，以阻止二次谐波的泄漏。
电路仿真采用非线性电路谐波仿真和三维电磁场仿真相结合的方法。倍频器三维结构仿真模型如图6所示，输入端采用wr6波导，输出端采用wr2.8波导。输入端增加一级减高波导，通过调整减高波导的长度和二极管的位置来进行输入阻抗的匹配，输出阻抗采用悬置微带线进行匹配。电路偏置通过低通滤波器来实现，以防止产生的二次倍频信号从直流偏置端口泄漏。电路采用悬置微带形式，电路基板为50 μm厚的石英材料，其介电常数较小（3.78），可以降低电路的传输损耗。
仿真时输入基波功率采用100 mw左右，以提高电路效率为仿真优化目标，倍频电路效率仿真结果如图7所示。倍频模块在306 ghz～322 ghz的仿真倍频效率大于5%，其中314 ghz～319 ghz的倍频效率大于10%。
3 测试与结果分析
图8所示为输出功率测试系统框图，射频信号由信号源产生，经6倍频器和功率放大器输出大功率e波段信号，进入150 ghz二倍频器产生基波信号，基波信号经过二次倍频产生300 ghz的射频信号，通过功率计测量其功率值。
300 ghz倍频器照片和输出功率的测试结果如图9所示。倍频器在312～319 ghz的倍频效率大于5%，最大倍频效率为10.1%@316 ghz；在307 ghz～318 ghz的输出功率大于4 mw，最大输出功率为8.7 mw@316 ghz。在不改变电路和腔体结构的情况下，将器件替换为具有较高掺杂浓度n-层砷化镓材料的肖特基二极管，并进行了测试，结果如图10所示，倍频器的最大输出功率达到11.8 mw@316 ghz，最大倍频效率为13.7%。从图中可以看出倍频器的带宽有所减小，但是最大输出功率和效率得到很大的提高，这主要是由于采用较高掺杂浓度的材料，降低了二极管的串联电阻。
表3对比了国内外300 ghz附近倍频器的性能，从表中可以看出采用国产肖特基二极管研制出的倍频器的输出功率与已知文献报道水平相当，但倍频效率偏低，主要是因为所用二极管的结电容偏小，不适合该频段工作，如采用较大的结电容，可以获得更高的倍频效率。
图11是倍频效率仿真曲线和实测曲线的对比图，可以看出实测的倍频效率比仿真值小，同时带宽也变窄。通过分析，可能有以下几个方面原因：（1）仿真过程中基本都采用理想材料特性和理想条件，导致仿真结果较好；（2）二极管的结电容较小，由于仪器精度问题，无法进行精确测量，只能采用理论计算的方式，可能与实际值有偏差；（3）二极管采用手动装配，偏差较大，由于频段较高，装配精度对倍频器的性能影响较大，采用单片电路设计可以省去二极管装配步骤，提高装配精度。
4 结论
本文根据国产肖特基二极管的测试数据，提取了二极管的肖特基结的非线性参数，参照工艺和二极管实际结构，建立了三维电磁场模型。采用平衡式电路结构成功设计并制作出基于国产肖特基二极管的300 ghz二倍频器，在312～319 ghz的倍频效率大于5%，最大倍频效率为10.1%@316 ghz，在307 ghz～318 ghz的输出功率大于4 mw，最大输出功率为8.7 mw@316 ghz。采用较高掺杂浓度材料二极管的倍频器最大效率为13.7%，最大输出功率为11.8 mw。测试结果与仿真基本一致，输出功率与国内外水平相当，验证了肖特基二极管的能力和倍频器设计方法，但由于模型和装配精度问题导致实测效率有所下降且带宽较窄。同时由于所用二极管结电容偏小导致倍频效率较低，下一步将采用较大的结电容，以期获得更高的倍频效率和输出功率。
参考文献
［1］ al-lbadi a，cassar q，zimmer t，et al.thz spectroscopy and imaging for breast cancer detection in the 300-500 ghz range［c］.42th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2017.
［2］ 姚建铨，迟楠，杨鹏飞，等。太赫兹通信技术的研究与展望［j］。中国激光，2009，36（9）：2213-2233.
［3］ thomas k，turning thz communications into reality： status on technology， standardization and regulation［c］.43th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2018：1-3.
［4］ 闫昱琪，赵成强，徐文东，等。太赫兹主动关联成像技术研究［j］。中国激光，2018，45（8）：280-287.
［5］ korbinian k，binbin z，kai h t，et al.ultra-broadband thz spectroscopy for sensing and identification for security applications［c］.43th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2018：978.
［6］ bulcha b t，hesler j l，drakinskiy v，et al.1.9-3.2 thz schottky based harmonic mixer design and chara-cterization［c］.proceedings of the 45th european microwave conference，2015：837-840.
［7］ crowe t w，hesler j l，pouzou c，et al.development and characterization of a 1.9 thz lo source［c］.proceedings of 22nd international symposium on space terahertz technology，2011.
［8］ 邢东，冯志红，王俊龙，等。阳极端点支撑空气桥结构太赫兹gaas二极管［j］。半导体技术，2013，38（4）：279-282.
［9］ pardo d，grajal j，peraz-moreno c g，et al.an assessment of availabler models for the design of shottky-based multipliers up to thz frequencies［j］.ieee transaction on terahertz science and technology，2014，4（2）：277-287.
［10］ massobrio g，antognetti p.semiconductor device modeling with spice［m］.new york：mcgraw-hill，1993.
［11］ yao c f，zhou m，luo y s，et al.a high-power 320-356 ghz frequency multipliers with schottky diodes［j］.chinese journal of electronics，2016，25（5）：986-990.
［12］ alderman b，henry m，sanghera h，et al.schottky diode technology at rutherford appleton laboratory［c］.2011 ieee international conference microwave technology computational electromagnetics，2011：4-6.
［13］ chattopadhyay g，schlecht e，ward j，et al.an all solid-state broadband frequency multiplier chain at 1 500 ghz［j］.ieee transactions microwave theory and techniques，2004，52（5）：1538-1547.
［14］ ding j q，alain m，lina g，et al.high efficiency and wideband 300 ghz frequency doubler based on six schottky diodes［j］.j infrared milli terahz waves，2017，38（11）：1331-1341.
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0 引言
太赫兹波的频率范围为0.3 thz～3 thz，与微波毫米波相比，太赫兹波的频率高、波长小，具有分辨率高、带宽宽和安全性高等优点，在射电天文、医学、通信、安全和国防等领域具有广阔的应用前景［1-5］。由于缺少太赫兹频段功率源，太赫兹电子系统的发展非常缓慢。在毫米波频段，功率源一般通过放大器实现，而在太赫兹频段放大器多采用inp基的放大器，其功率较小，无法满足应用要求。基于肖特基二极管实现的固态高效倍频技术是目前获取高功率太赫兹频段信号的一种重要途径。
国外的肖特基二极管及相应的倍频技术已经发展了几十年，技术成熟，并已经商业化。目前，混频肖特基二极管的工作频率达到3.2 thz［6］，倍频肖特基二极管工作频率达2.7 thz［7］，几乎覆盖了整个太赫兹频段。由于国内平面肖特基二极管技术发展较晚，倍频器的设计多采用国外的商用二极管，不利于太赫兹电子系统的国产化。本课题组于2013年研制出截止频率达3.9 thz的平面gaas肖特基二极管，为太赫兹倍频器的国产化奠定了器件基础［8］。
本文采用国产的平面gaas肖特基二极管设计出300 ghz二倍频器。肖特基二极管为反向串联的4管芯结构，阳极指为点支撑空气桥结构，降低器件寄生电容，提高器件性能。采用场路结合的方式建立了肖特基二极管的模型，提高了模型精度。电路结构上采用平衡式设计，抑制奇次谐波，输出偶次谐波，二极管放置在减高波导内，利用模式的正交性，实现基波与二次谐波的隔离，在简化电路的同时又降低了损耗。
1 肖特基二极管建模
1.1 二极管的选择与制备
根据300 ghz倍频电路和腔体尺寸，选择肖特基二极管的长宽分别为340 μm×60 μm，肖特基结直径为3 μm，阳极结数为4，合理设计二极管的pad大小、阳极指的长度等结构参数，以便易于倍频电路的匹配。为降低器件的寄生电容，阳极指在工艺上采用点支撑空气桥结构，降低器件在高频下的损耗。图1所示为砷化镓肖特基二极管的剖面结构示意图。
阳极接触制作在低掺杂的n型砷化镓外延层，然后通过外延层刻蚀露出高掺杂的砷化镓层，在该层制作欧姆接触，欧姆接触距肖特基结几微米。采用窄的金属即阳极指连接肖特基结和较大阳极接触金属，形成电流通路。去除阳极指下面的砷化镓材料，实现阳极和阴极的隔离。最后采用二氧化硅或氮化硅材料对器件表面进行钝化。图2所示为制备完成后的反向串联肖特基二极管sem照片。
1.2 二极管的电流电压特性
在正向偏置条件下，金属-砷化镓界面的电子输运机制包括热电子发射、空间电荷区的复合以及中性区的复合。在反向偏置条件下，电子输运机制为量子隧穿效应。对于良好的金半接触，热电子发射为主要的输运机制。这样，肖特基二极管的电流电压（i-v）关系可用下式表示［9］：
其中，id为二极管总电流，is为反向饱和电流，vj为结电压，q为电子电荷，n为理想因子，a为结面积，a**为有效理查德森常数，t为绝对温度，φb为势垒高度，kb为波尔兹曼常数。
图3为测试得到的肖特基二极管电流电压特性，由此可提取出肖特基二极管结的一些非线性参数。
1.3 二极管的三维电磁场模型
模型是电路设计的基础，其精度关系到倍频模块设计的准确度，也是能否充分发挥二极管性能的关键。平面肖特基二极管建模的方法有多种，包括基于测量的行为特性或线性理论的等效电路模型法、闭合经验公式法和二极管三维电磁模型分析法等［10］，其中二极管三维电磁模型分析法是目前较为常用、精度较高的一种方法。该建模方法的思路是根据肖特基二极管的器件实际结构建立二极管无源部分的三维模型，用来描述肖特基二极管在高频下的寄生参量，同时器件的有源肖特基结部分采用非线性集总元件模型，以描述器件的直流以及大信号等非线性特性。
肖特基二极管无源部分是通过电磁仿真软件建立三维结构参数模型，根据二极管器件的半导体材料层次分布和与器件工艺相关的三维物理结构尺寸，建立肖特基二极管三维仿真模型，如图4所示。模型从上到下的层次结构参数如表1所示。
根据式（1）和式（2）对测试得到的肖特基二极管的电流电压特性进行数值分析和拟合，可得到器件的相关电学模型参数，如表2所示。
2 电路设计
300 ghz倍频电路的设计是基于平衡式的拓扑结构，如图5所示，该结构可以抑制奇次谐波，输出偶次谐波，简化了电路结构。为增加输出功率，倍频器采用反向串联的4管芯平面肖特基二极管结构。两个二极管芯片反向串联安装在位于波导结构中的电路上。输入矩形波导中的信号（te10模）馈入到二极管阵列中，相应产生二次谐波（tem模）。利用模式的正交性，可以有效实现输入与输出之间的隔离而不需要外加滤波器，在简化电路的同时又降低了损耗。另外输入波导采用减高波导的形式，这样可以截止输入信号的tm11模式，使得信号能更好地耦合进二极管中。直流偏置电路采用低通滤波器实现，以阻止二次谐波的泄漏。
电路仿真采用非线性电路谐波仿真和三维电磁场仿真相结合的方法。倍频器三维结构仿真模型如图6所示，输入端采用wr6波导，输出端采用wr2.8波导。输入端增加一级减高波导，通过调整减高波导的长度和二极管的位置来进行输入阻抗的匹配，输出阻抗采用悬置微带线进行匹配。电路偏置通过低通滤波器来实现，以防止产生的二次倍频信号从直流偏置端口泄漏。电路采用悬置微带形式，电路基板为50 μm厚的石英材料，其介电常数较小（3.78），可以降低电路的传输损耗。
仿真时输入基波功率采用100 mw左右，以提高电路效率为仿真优化目标，倍频电路效率仿真结果如图7所示。倍频模块在306 ghz～322 ghz的仿真倍频效率大于5%，其中314 ghz～319 ghz的倍频效率大于10%。
3 测试与结果分析
图8所示为输出功率测试系统框图，射频信号由信号源产生，经6倍频器和功率放大器输出大功率e波段信号，进入150 ghz二倍频器产生基波信号，基波信号经过二次倍频产生300 ghz的射频信号，通过功率计测量其功率值。
300 ghz倍频器照片和输出功率的测试结果如图9所示。倍频器在312～319 ghz的倍频效率大于5%，最大倍频效率为10.1%@316 ghz；在307 ghz～318 ghz的输出功率大于4 mw，最大输出功率为8.7 mw@316 ghz。在不改变电路和腔体结构的情况下，将器件替换为具有较高掺杂浓度n-层砷化镓材料的肖特基二极管，并进行了测试，结果如图10所示，倍频器的最大输出功率达到11.8 mw@316 ghz，最大倍频效率为13.7%。从图中可以看出倍频器的带宽有所减小，但是最大输出功率和效率得到很大的提高，这主要是由于采用较高掺杂浓度的材料，降低了二极管的串联电阻。
表3对比了国内外300 ghz附近倍频器的性能，从表中可以看出采用国产肖特基二极管研制出的倍频器的输出功率与已知文献报道水平相当，但倍频效率偏低，主要是因为所用二极管的结电容偏小，不适合该频段工作，如采用较大的结电容，可以获得更高的倍频效率。
图11是倍频效率仿真曲线和实测曲线的对比图，可以看出实测的倍频效率比仿真值小，同时带宽也变窄。通过分析，可能有以下几个方面原因：（1）仿真过程中基本都采用理想材料特性和理想条件，导致仿真结果较好；（2）二极管的结电容较小，由于仪器精度问题，无法进行精确测量，只能采用理论计算的方式，可能与实际值有偏差；（3）二极管采用手动装配，偏差较大，由于频段较高，装配精度对倍频器的性能影响较大，采用单片电路设计可以省去二极管装配步骤，提高装配精度。
4 结论
本文根据国产肖特基二极管的测试数据，提取了二极管的肖特基结的非线性参数，参照工艺和二极管实际结构，建立了三维电磁场模型。采用平衡式电路结构成功设计并制作出基于国产肖特基二极管的300 ghz二倍频器，在312～319 ghz的倍频效率大于5%，最大倍频效率为10.1%@316 ghz，在307 ghz～318 ghz的输出功率大于4 mw，最大输出功率为8.7 mw@316 ghz。采用较高掺杂浓度材料二极管的倍频器最大效率为13.7%，最大输出功率为11.8 mw。测试结果与仿真基本一致，输出功率与国内外水平相当，验证了肖特基二极管的能力和倍频器设计方法，但由于模型和装配精度问题导致实测效率有所下降且带宽较窄。同时由于所用二极管结电容偏小导致倍频效率较低，下一步将采用较大的结电容，以期获得更高的倍频效率和输出功率。
参考文献
［1］ al-lbadi a，cassar q，zimmer t，et al.thz spectroscopy and imaging for breast cancer detection in the 300-500 ghz range［c］.42th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2017.
［2］ 姚建铨，迟楠，杨鹏飞，等。太赫兹通信技术的研究与展望［j］。中国激光，2009，36（9）：2213-2233.
［3］ thomas k，turning thz communications into reality： status on technology， standardization and regulation［c］.43th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2018：1-3.
［4］ 闫昱琪，赵成强，徐文东，等。太赫兹主动关联成像技术研究［j］。中国激光，2018，45（8）：280-287.
［5］ korbinian k，binbin z，kai h t，et al.ultra-broadband thz spectroscopy for sensing and identification for security applications［c］.43th international conference on infrared，millimeter，and terahertz waves，2018：978.
［6］ bulcha b t，hesler j l，drakinskiy v，et al.1.9-3.2 thz schottky based harmonic mixer design and chara-cterization［c］.proceedings of the 45th european microwave conference，2015：837-840.
［7］ crowe t w，hesler j l，pouzou c，et al.development and characterization of a 1.9 thz lo source［c］.proceedings of 22nd international symposium on space terahertz technology，2011.
［8］ 邢东，冯志红，王俊龙，等。阳极端点支撑空气桥结构太赫兹gaas二极管［j］。半导体技术，2013，38（4）：279-282.
［9］ pardo d，grajal j，peraz-moreno c g，et al.an assessment of availabler models for the design of shottky-based multipliers up to thz frequencies［j］.ieee transaction on terahertz science and technology，2014，4（2）：277-287.
［10］ massobrio g，antognetti p.semiconductor device modeling with spice［m］.new york：mcgraw-hill，1993.
［11］ yao c f，zhou m，luo y s，et al.a high-power 320-356 ghz frequency multipliers with schottky diodes［j］.chinese journal of electronics，2016，25（5）：986-990.
［12］ alderman b，henry m，sanghera h，et al.schottky diode technology at rutherford appleton laboratory［c］.2011 ieee international conference microwave technology computational electromagnetics，2011：4-6.
［13］ chattopadhyay g，schlecht e，ward j，et al.an all solid-state broadband frequency multiplier chain at 1 500 ghz［j］.ieee transactions microwave theory and techniques，2004，52（5）：1538-1547.
［14］ ding j q，alain m，lina g，et al.high efficiency and wideband 300 ghz frequency doubler based on six schottky diodes［j］.j infrared milli terahz waves，2017，38（11）：1331-1341.
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