移相PWM系列谐振DC-DC转换器示例设计
介绍：
dc-dc转换器广泛用于汽车和航空航天应用。如何管理电源转换设备产生的热量是最具挑战性的工作，因此，可以降低损耗的软开关转换器正变得越来越重要，其中移相pwm串联谐振拓扑就是一种这样的拓扑。
本文的示例是一个dc-dc转换器，该转换器具有一个直流电源，该直流电源馈送到受控的全桥逆变器，逆变器之后是一个串联谐振电路，该电路使用一个高频变压器来升高/降低交流电压，并在变压器的次级绕组上进行整流，以提供所需的直流输出电压。
电源电路：
移相串联谐振dc-dc转换器的功率级包括以下内容：
全桥逆变器串联谐振元件高频变压器全桥二极管整流器输出滤波电容栅极驱动电路下图是包含上述主要部分的电源电路。
图1 电源电路
全桥逆变器由四个根据电压、电流和开关频率等参数选择的功率mosfet组成。这些 mosfet使用移相pwm控制进行切换。该电桥的输入是直流电源，输出是在+vdc 和–vdc 之间切换的高频交流电压，在正循环和负循环之间有一个停滞时间。
接下来是串联谐振组件，即串联电感器和电容器。选择的谐振频率小于并接近开关频率，这将导致无接通损耗，并减少断开损耗，而接近开关频率会降低由谐振引起的峰值电流。串联谐振开关中，在打开开关之前，确保电感电流为零，并且开关以零电流导通。
当电流不为零时，左脚将关闭，并在其中产生损耗。但是，当电流已经为零时，右脚将变为off，这不会导致关闭损耗。这样，利用串联谐振可使功率开关中的开关损耗降低到最小。
高频变压器用于升高或降低电压。在当前示例中，为便于理解，选择了1:1变压器。全桥二极管整流器将来自变压器的交流电转换为直流电压。
二极管的选择方式必须使其能够在高开关频率下工作。输出电容器充当直流电压的滤波器，并吸收由串联谐振电流的整流产生的所有交流电流。
这是移相全桥串联谐振dc-dc转换器的完整电源电路。
控制电路
上述拓扑结构由“电压控制移相pwm”控制技术控制。下图2显示了用于生成四个控制脉冲 outa、outb、outc 和 outd 的控制逻辑。
图2 控制电路
一个简单的电压控制pi回路用于将输出电压控制在指定值。outc和outd相对于 outa和outb发生移相，以改变输入端的施加电压。这会按比例改变输出电压以跟踪所需的参考电压。开关频率可以通过更改rt和ct值来调整，就像ti的uc2895 ic一样。
用户可以参考数据表选择rt和ct值来改变开关频率。实际开关频率可能与数据表中计算的不完全相同，但非常接近。为了获得准确的开关频率，用户可以根据计算值稍微更改 rt 和 ct 值。
此控制可实现的最大占空比为40%，最小控制范围为15%。超出指定的限制，输出不受控制。
电路参数和仿真：
输入电压= 400v直流输出电压= 200v直流开关频率= 150khzlr = 1uh和cr = 1.2uf，以获得〜145khz的谐振频率仿真时间10ms，步长10ns负载从200ohm（1a输出）更改为10ohm（20a输出），输出电压调节至200v，纹波为7.5％。可以根据设计要求通过更改pi控制器设计来进一步减少/调整。通过添加一个内部电流回路和一个带有2/3型pi控制器的外部回路，可以使控制更加稳健。
将瞬态仿真设置中的tniter参数增加到100，以使仿真成功运行。附件中提供了带有相关仿真设置的frm（设置）文件。
仿真结果：
通过上述控制电路成功实现了串联谐振的移相pwm控制。图 3 显示了桥的移相栅极脉冲、输出电压、输出电流、参考电压、电感器电流和桥电压。
可以观察到，当桥电压高时，电感电流呈正弦增加。一旦桥电压关闭，电感电流将在负循环开始之前续流并降至零。为电流变为零提供了足够的死区时间。
同样的现象也出现在负半周。
结论：
当前示例说明了用于低损耗dc-dc转换器应用的移相pwm串联谐振转换器的仿真。还解释了移相pwm控制和串联谐振操作。可以得出结论：由于串联谐振电流，导通损耗为零，而关断损耗最小。
通过添加一个内部电流环路和一个type-2电压控制器环路，可以进一步改进这项工作，以实现更好的控制并减少输出纹波。此外，这项工作可以扩展到 ac-dc 转换器和功率因数控制器应用。
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本文的示例是一个dc-dc转换器，该转换器具有一个直流电源，该直流电源馈送到受控的全桥逆变器，逆变器之后是一个串联谐振电路，该电路使用一个高频变压器来升高/降低交流电压，并在变压器的次级绕组上进行整流，以提供所需的直流输出电压。
电源电路：
移相串联谐振dc-dc转换器的功率级包括以下内容：
全桥逆变器串联谐振元件高频变压器全桥二极管整流器输出滤波电容栅极驱动电路下图是包含上述主要部分的电源电路。
图1 电源电路
全桥逆变器由四个根据电压、电流和开关频率等参数选择的功率mosfet组成。这些 mosfet使用移相pwm控制进行切换。该电桥的输入是直流电源，输出是在+vdc 和–vdc 之间切换的高频交流电压，在正循环和负循环之间有一个停滞时间。
接下来是串联谐振组件，即串联电感器和电容器。选择的谐振频率小于并接近开关频率，这将导致无接通损耗，并减少断开损耗，而接近开关频率会降低由谐振引起的峰值电流。串联谐振开关中，在打开开关之前，确保电感电流为零，并且开关以零电流导通。
当电流不为零时，左脚将关闭，并在其中产生损耗。但是，当电流已经为零时，右脚将变为off，这不会导致关闭损耗。这样，利用串联谐振可使功率开关中的开关损耗降低到最小。
高频变压器用于升高或降低电压。在当前示例中，为便于理解，选择了1:1变压器。全桥二极管整流器将来自变压器的交流电转换为直流电压。
二极管的选择方式必须使其能够在高开关频率下工作。输出电容器充当直流电压的滤波器，并吸收由串联谐振电流的整流产生的所有交流电流。
这是移相全桥串联谐振dc-dc转换器的完整电源电路。
控制电路
上述拓扑结构由“电压控制移相pwm”控制技术控制。下图2显示了用于生成四个控制脉冲 outa、outb、outc 和 outd 的控制逻辑。
图2 控制电路
一个简单的电压控制pi回路用于将输出电压控制在指定值。outc和outd相对于 outa和outb发生移相，以改变输入端的施加电压。这会按比例改变输出电压以跟踪所需的参考电压。开关频率可以通过更改rt和ct值来调整，就像ti的uc2895 ic一样。
用户可以参考数据表选择rt和ct值来改变开关频率。实际开关频率可能与数据表中计算的不完全相同，但非常接近。为了获得准确的开关频率，用户可以根据计算值稍微更改 rt 和 ct 值。
此控制可实现的最大占空比为40%，最小控制范围为15%。超出指定的限制，输出不受控制。
电路参数和仿真：
输入电压= 400v直流输出电压= 200v直流开关频率= 150khzlr = 1uh和cr = 1.2uf，以获得〜145khz的谐振频率仿真时间10ms，步长10ns负载从200ohm（1a输出）更改为10ohm（20a输出），输出电压调节至200v，纹波为7.5％。可以根据设计要求通过更改pi控制器设计来进一步减少/调整。通过添加一个内部电流回路和一个带有2/3型pi控制器的外部回路，可以使控制更加稳健。
将瞬态仿真设置中的tniter参数增加到100，以使仿真成功运行。附件中提供了带有相关仿真设置的frm（设置）文件。
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可以观察到，当桥电压高时，电感电流呈正弦增加。一旦桥电压关闭，电感电流将在负循环开始之前续流并降至零。为电流变为零提供了足够的死区时间。
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通过添加一个内部电流环路和一个type-2电压控制器环路，可以进一步改进这项工作，以实现更好的控制并减少输出纹波。此外，这项工作可以扩展到 ac-dc 转换器和功率因数控制器应用。
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