一般RF器件的邻道漏电比推导
任何通用rf器件（无论是混频器、放大器、隔离器还是其他器件）的邻道漏电比（aclr）通常由器件的三阶交调失真（im3）决定。可以推导出器件的im3性能与输出交调截点（oip3）参数之间的关系。以下段落中推导出了预测 aclr 性能作为此 im3 性能参数函数的公式。
aclr/imd模型
查看rf器件中aclr劣化源的一种便捷方法是将宽带载波频谱建模为单个cw子载波的集合。这些子载波中的每一个都将承载总载流子功率的一小部分。下图说明了此类模型。在这种情况下，连续rf载波由四个单独的cw子载波建模，每个子载波的功率是总宽带载波的四分之一。子载波在载波带宽上以相等的间隔分布。
图1.宽带载波信号的子载波模型。
图1中的绿线从左到右称为子载波1、2、3和4。如果我们只看左边的两个子载波（1和2），我们可以考虑rf设备中的任何imd3失真导致的三阶imd产品。这种三阶失真将表现为两个子载波本身两侧的低电平子载波。两个“绿色”子载波左侧的第一个“红色”失真产物是这两个子载波的imd3失真的结果。
来自子载波 3 和 1 的 imd3 分量具有与载波 3 相同频率间隔的 imd1 失真产物。这将在载波频谱的左侧生成第二个“红色”im产物。同样，来自子载波 3 和 1 的 imd4 会在远离载波边缘的地方产生失真产物。
值得注意的是，这里还有其他imd产品。子载波 2 和 4 产生 im3 产品，这些产品直接落在子载波 1 和 2 的 imd 产品之上。这种求和效应迫使靠近rf载波边缘的imd产品比远离rf载波边缘的imd产品幅度更高，从而产生出现在aclr失真频谱中的特征“肩膀”。leffel¹的一篇论文详细介绍了来自多个子运营商的imd产品的总和。
这种方法可以量化，以预测单个imd3失真产品的实际水平。还可以通过增加模型中使用的单个子载波的数量来扩展模型，这有助于提高其精度。 多个宽带载波的 aclr 性能看起来很像此模型中的 aclr，其中每个单独的宽带载波只占总宽带载波带宽的一小部分。与连续宽带载波集合中的最后一个载波相邻的载波的aclr位于imd3引起的失真响应的高肩上。这导致多载波箱的aclr比单载波系统的aclr差得多。同样，这种效应可以量化并用于准确预测单个或多个宽带载波的aclr性能。这种基本方法用于仅根据oip3规范预测aclr性能rf器件。
基本关系
器件的三阶互调产物与该器件的三阶交调截点的关系如下：
imd3 = （3 × pm） − （2 × oip3）
其中：
pm = 双音测试用例中每音功率
imd3 = 三阶 im3，单位：dbm，绝对功率
oip3 = 三阶交调截点，绝对功率
为方便起见，此公式可以重写为相对imd3，即相对于功率电平（p）的im3性能。
imd3 = 2 × （pm− oip3）
其中：
pm = 双音测试用例中每音功率
imd3 = 三阶 im3，单位：dbc，相对功率
oip3 = 三阶交调截点，绝对功率
例 1
考虑总输出功率（ptot）为+30dbm，oip3为+45dbm的pa。这种pa的相对imd3可以通过使用上述公式得出。但是，im3测试用例中两个音调中每个音调的输出功率将比pa的总输出功率低3db，或每个音调+27dbm。因此，我们使用这些值来计算此 pa 的 imd3：
总功率放大器的 ptot = +30dbm
pm = （+30dbm − 3db） = +27dbm 每音
oip3 = +45dbm
imd3 = 2 × （27 − 45） = −36dbc
aclr 与 imd3 的关系
宽带载波的aclr可以通过校正因子与双音imd3性能相关。此校正是由于 aclr 性能因 imd3 性能而降低。这种退化本身是由于扩频载波的频谱密度形成的各种互调产物的影响。aclr 与 imd3 的有用关系如下：
aclrn = imd3 + cn
其中 cn来自下表：
no. of carriers 1 2 3 4 9
校正 cn （db） +3 +9 +11 +12 +13
现在，我们可以将imd3和aclrn的上述关系组合成一个统一的表达式，从rf器件的基本性能参数中得出多个扩频载波的aclr。
aclrn = （2 × ［（p − 3） − （oip3）］） + （cn）
其中：
ptot = 所有载波的总输出功率，单位为 dbm
oip3 = 器件的 oip3，单位为分贝
aclrn = “n”载流子的 aclr，单位为 dbc
cn = 上表中的值
例 2
让我们重复我们的数字示例，现在假设功率放大器必须产生四个载波，每个载波250mw，总输出功率为1w。
每个载波的p = +24dbm
共 ptot = +30dbm 总分贝
oip3 = +45dbm
aclrn = 2 × （（30 − 3） − （45）） + 12
aclrn = −36dbc + 12db
aclrn = −24dbc
可以重新排列公式以推导出所需aclr的oip3要求。然后，重写的公式将如下所示：
oip3 = 0.5 × （［2 × （p − 3）］ − ［aclrn］ + ［cn］）
其中：
p = 所有载波的总输出功率，单位：dbm
oip3 = 器件的 oip3，单位为分贝
aclrn = “n”载流子的 aclr，单位为 dbc
cn = 上表中的值
例 3
让我们重复我们的例子，现在该功率放大器的四载波aclr目标为−50dbc。
每个载波的p = +24dbm
共 ptot = +30dbm 总分贝
aclrn = −50dbc
oip3 = 0.5 × （［2 × （30 − 3）］ − ［−45］ + ［12］）
oip3 = +55.5dbm
结论
载波功率电平、oip3 规格和单/多载波 aclr 性能之间的关系已针对通用射频器件推导出来。这种关系适用于性能由三阶失真积主导的rf器件。这包括许多常见的rf设备，当驱动时不要太接近其饱和水平时。据观察，该模型的aclr预测精度约为±3db。
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图1.宽带载波信号的子载波模型。
图1中的绿线从左到右称为子载波1、2、3和4。如果我们只看左边的两个子载波（1和2），我们可以考虑rf设备中的任何imd3失真导致的三阶imd产品。这种三阶失真将表现为两个子载波本身两侧的低电平子载波。两个“绿色”子载波左侧的第一个“红色”失真产物是这两个子载波的imd3失真的结果。
来自子载波 3 和 1 的 imd3 分量具有与载波 3 相同频率间隔的 imd1 失真产物。这将在载波频谱的左侧生成第二个“红色”im产物。同样，来自子载波 3 和 1 的 imd4 会在远离载波边缘的地方产生失真产物。
值得注意的是，这里还有其他imd产品。子载波 2 和 4 产生 im3 产品，这些产品直接落在子载波 1 和 2 的 imd 产品之上。这种求和效应迫使靠近rf载波边缘的imd产品比远离rf载波边缘的imd产品幅度更高，从而产生出现在aclr失真频谱中的特征“肩膀”。leffel¹的一篇论文详细介绍了来自多个子运营商的imd产品的总和。
这种方法可以量化，以预测单个imd3失真产品的实际水平。还可以通过增加模型中使用的单个子载波的数量来扩展模型，这有助于提高其精度。 多个宽带载波的 aclr 性能看起来很像此模型中的 aclr，其中每个单独的宽带载波只占总宽带载波带宽的一小部分。与连续宽带载波集合中的最后一个载波相邻的载波的aclr位于imd3引起的失真响应的高肩上。这导致多载波箱的aclr比单载波系统的aclr差得多。同样，这种效应可以量化并用于准确预测单个或多个宽带载波的aclr性能。这种基本方法用于仅根据oip3规范预测aclr性能rf器件。
基本关系
器件的三阶互调产物与该器件的三阶交调截点的关系如下：
imd3 = （3 × pm） − （2 × oip3）
其中：
pm = 双音测试用例中每音功率
imd3 = 三阶 im3，单位：dbm，绝对功率
oip3 = 三阶交调截点，绝对功率
为方便起见，此公式可以重写为相对imd3，即相对于功率电平（p）的im3性能。
imd3 = 2 × （pm− oip3）
其中：
pm = 双音测试用例中每音功率
imd3 = 三阶 im3，单位：dbc，相对功率
oip3 = 三阶交调截点，绝对功率
例 1
考虑总输出功率（ptot）为+30dbm，oip3为+45dbm的pa。这种pa的相对imd3可以通过使用上述公式得出。但是，im3测试用例中两个音调中每个音调的输出功率将比pa的总输出功率低3db，或每个音调+27dbm。因此，我们使用这些值来计算此 pa 的 imd3：
总功率放大器的 ptot = +30dbm
pm = （+30dbm − 3db） = +27dbm 每音
oip3 = +45dbm
imd3 = 2 × （27 − 45） = −36dbc
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宽带载波的aclr可以通过校正因子与双音imd3性能相关。此校正是由于 aclr 性能因 imd3 性能而降低。这种退化本身是由于扩频载波的频谱密度形成的各种互调产物的影响。aclr 与 imd3 的有用关系如下：
aclrn = imd3 + cn
其中 cn来自下表：
no. of carriers 1 2 3 4 9
校正 cn （db） +3 +9 +11 +12 +13
现在，我们可以将imd3和aclrn的上述关系组合成一个统一的表达式，从rf器件的基本性能参数中得出多个扩频载波的aclr。
aclrn = （2 × ［（p − 3） − （oip3）］） + （cn）
其中：
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aclrn = 2 × （（30 − 3） − （45）） + 12
aclrn = −36dbc + 12db
aclrn = −24dbc
可以重新排列公式以推导出所需aclr的oip3要求。然后，重写的公式将如下所示：
oip3 = 0.5 × （［2 × （p − 3）］ − ［aclrn］ + ［cn］）
其中：
p = 所有载波的总输出功率，单位：dbm
oip3 = 器件的 oip3，单位为分贝
aclrn = “n”载流子的 aclr，单位为 dbc
cn = 上表中的值
例 3
让我们重复我们的例子，现在该功率放大器的四载波aclr目标为−50dbc。
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oip3 = +55.5dbm
结论
载波功率电平、oip3 规格和单/多载波 aclr 性能之间的关系已针对通用射频器件推导出来。这种关系适用于性能由三阶失真积主导的rf器件。这包括许多常见的rf设备，当驱动时不要太接近其饱和水平时。据观察，该模型的aclr预测精度约为±3db。
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