高端电流检测
aaron schultz
问任何有经验的电气工程师——例如，我们故事中的教授gureux——关于在mosfet栅极前放什么，你可能会听到“一个电阻，大约100 ω”。尽管有这种确定性，人们仍然想知道为什么并质疑效用和电阻值。出于这种好奇心，我们将在以下示例中研究这些问题。neubean是一名年轻的应用工程师，他希望测试是否真的有必要在mosfet栅极前放置一个100 ω电阻以保持稳定。gureux是一位拥有30年经验的应用工程师，他监督他的实验并在此过程中提供专家意见。
hs 电流检测简介
图1.高端电流检测。
图1中的电路显示了高端电流检测的典型示例。负反馈试图强制电压v意义增益电阻 r 时获得.通过r的电流获得流经 p 沟道 mosfet （pmos） 至电阻 r外，从而产生以地为参考的输出电压。总体增益为
可选电容 c外电阻两端电阻 r外用于滤除输出电压。即使pmos的漏极电流快速跟随检测电流，输出电压也会呈现单极指数轨迹。
电阻器 r门在原理图中将放大器与pmos栅极分开。价值是什么？“100 ω，当然！”经验丰富的古勒人可能会说。
尝试很多ω
我们发现我们的朋友neubean，gureux的学生，正在思考这个栅极电阻器。neubean认为，只要有足够的电容从栅极到源极，或者有足够的栅极电阻，他应该能够引起稳定性问题。一旦明确 r门和 c门有害地相互作用，那么就有可能揭穿100 ω或任何栅极电阻自动合适的神话。
图2.高端电流检测仿真。
图2显示了一个ltspice仿真示例，用于突出电路行为。neubean 运行模拟来显示他认为将作为 r 出现的稳定性问题门增加。毕竟，来自r的极点门和 c门应该会侵蚀与开环相关的相位裕量。然而，令neubean惊讶的是，r没有值。门显示时域响应中的任何问题。
原来，电路没那么简单
图3.从误差电压到源电压的频率响应。
在观察频率响应时，neubean意识到他需要注意识别开环响应是什么。当组合单位负反馈时，形成环路的正向路径从差值开始，并在产生的负输入端子处结束。然后，neubean 模拟并绘制 vs/（vp– vs），或 vs/ve.图3显示了该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益非常小，交越处没有相位裕量问题的证据。事实上，由于交越频率小于0.001 hz，情节整体看起来非常奇怪。
图4.高边检测电路作为框图。
电路分解为控制系统的过程如图4所示。与几乎所有电压反馈型运放一样，ltc2063 以高直流增益和单极点开始。运算放大器获得误差信号，并通过r驱动pmos栅极门– c门滤波器。该 c门和pmos源一起连接到运算放大器的–in输入端。 r获得从该节点连接到低阻抗源。即使在图 4 中，r门– c门滤波器应该引起稳定性问题，特别是如果 r门比 r 大得多获得.毕竟，c门电压，直接影响r获得系统中的电流滞后于运算放大器输出变化。
neubean提供了一个解释，为什么也许r门和 c门不要造成不稳定：“嗯，栅极源是固定电压，所以 r门– c门电路无关紧要。您需要做的就是调整门，然后是源。这是一个源头追随者。
他更有经验的同事古勒说：“实际上，没有。这仅在pmos作为电路中的增益模块正常工作时才有效。
因此，neubean思考了数学问题——如果我们可以直接模拟pmos源对pmos门的响应会怎样？换句话说，什么是v（vs）/v（vg)?neubean跑到白板上，写下了下面的等式。
跟
运算放大器增益a和运算放大器极点ωa。
neubean立即确定了重要的术语gm。什么是通用？ 对于 mosfet，
查看图 1 中的电路，neubean 的头部有一个灯泡熄灭。通过 r 的电流为零意义，通过 pmos 的电流应为零。电流为零时，gm为零，因为pmos有效关断，未被使用，无偏置且无增益。当 gm = 0 时，vs/ve在 0 hz 和 v 时为 0s/vg在0 hz时为0，因此根本没有增益，图3中的曲线毕竟可能是有效的。
尝试使用 ltc2063 时变得不稳定
有了这个启示，neubean很快就尝试了一些非零i的模拟。意义.
图5.频率响应从误差电压到源电压，非零检测电流。
图5显示了v响应的更正常的增益/相位图。e到 vs，从 >0 db 交叉到 <0 db。图5应显示约2 khz，在100 ω时pm很多，在100 kω时pm略少，在1 mω时甚至更少，但并非不稳定。
neubean 前往实验室，利用高端检测电路 ltc2063 拨出检测电流。他插入了一个高 r门值，首先是 100 kω，然后是 1 mω，期望看到不稳定的行为或至少某种振铃。不幸的是，他没有。
他试图首先通过使用更多的i 来增加mosfet中的漏极电流意义然后使用较小的 r获得电阻。没有什么能破坏电路的稳定性。
他返回仿真并尝试用非零 i 填充相位裕量意义.即使在仿真中，似乎也很难（如果不是不可能的话）找到不稳定或低相位裕量。
neubean找到了gureux，并问他为什么未能破坏电路的稳定性。古勒建议他做数字。neubean习惯了gureux的谜语，所以他检查了与r相关的实际极点可能是什么门和总栅极电容。在 100 ω 和 250 pf 时，极点为 6.4 mhz;100 kω时，极点为6.4 khz;对于 1 mω，极点为 640 hz。ltc2063增益带宽积（gbp）为20 khz。当 ltc2063 获得增益时，闭环交越频率很容易滑落到低于 r 的任何影响之下门– c门极。
是的，你可能会变得不稳定
意识到运算放大器的动态需要继续进入r的范围门– c门极点，neubean选择了更高增益带宽的产品。ltc6255 5 v运算放大器将直接装入具有更高6.5 mhz gbp的电路中。
neubean急切地尝试了电流、ltc6255、100 kω栅极电阻和300 ma检测电流的仿真。
neubean然后继续添加r门在模拟中。有足够的 r门，额外的极点会破坏电路的稳定性。
图6.带振铃的时域图。
图7.一旦我们加上电流，v的正常波特图，ve到 vs，相位裕量很差。
图6和图7显示了高r的仿真结果门值。在恒定的300 ma检测电流下，该仿真显示不稳定。
实验室结果
为了了解电路在检测非零电流时是否可能表现不佳，neubean 尝试采用具有阶跃变化负载电流的 ltc6255，并使用三种不同的 r门值。我意义从基极 60 ma 转换到更高的 220 ma 值，通过瞬时开关实现，从而带来更大的并联负载电阻。没有零我意义测量，因为已经表明在这种情况下mosfet增益太低。
实际上，图8最终显示了100 kω和1 mω电阻的稳定性真正受损。由于输出电压经过大量滤波，栅极电压成为振铃的检测器。振铃表示相位裕量差或负，振铃频率表示交越频率。
图8.r门= 100 ω，电流从低瞬态到高瞬态。
图9.r门= 100 ω，电流从高到低瞬态。
图10.r门= 100 kω，电流从低到高瞬态。
图11.r门= 100 kω，电流从高到低瞬态。
图12.r门= 1 mω，电流从低瞬态到高瞬态。
图13.r门= 1 mω，电流从高到低瞬态。
集思广益的时刻
neubean意识到他已经看到了许多高边集成电流检测电路，不幸的是，工程师没有机会决定栅极电阻，因为一切都在零件内部。他想到的例子是ad8212、ltc6101、ltc6102和ltc6104高压、高端电流检测器件。事实上，ad8212使用pnp晶体管，而不是pmos fet。他告诉gureux，“呃，这并不重要，因为现代设备已经解决了这个问题。
仿佛预料到了这句话，几乎在neubean最后一句话之前就打断了他的话，教授回答说：“假设你想要极低的电源电流和零漂移输入偏移的组合，例如在远程电池供电的仪器中。您可能需要一个 ltc2063 或 ltc2066 作为主放大器。或者，也许您需要通过 470 ω分流器尽可能准确、无噪音地测量低电平电流水平;在这种情况下，您可能希望使用具有轨到轨输入能力的ada4528。在这些情况下，您将需要处理mosfet驱动电路。
所以...
显然，使用过大的栅极电阻可能会破坏高端电流检测电路的稳定性。neubean将这一发现与他愿意的老师gureux联系起来。gureux指出，r门实际上会破坏电路的稳定性，但最初无法找到这种行为源于错误制定的问题。需要增益，在该电路中，增益要求测量非零信号。
gureux回答说：“当然，当极点侵蚀分频器的相位裕量时，就会发生振铃。但是，增加1 mω的栅极电阻是荒谬的，即使是100 kω也是疯狂的。请记住，尝试限制运算放大器的输出电流总是好的，以防它试图将栅极电容从一个电源轨摆动到另一个电源轨。
使用全可编程SoC实现完整的射频单元设计研发会
小米 6或2月6日发布：除了骁龙835芯片还有什么
基于工业树莓派和MQTT平台打通OT和IT
在高达2.5GHz的无线电频率下进行精确的增益/相位测量
传三星已砍掉2021年的Galaxy Note 21产品线
高端电流检测
嵌入式开发是否应该使用动态内存分配
谷歌拿小米MIUI做典型,向国内手机厂商开炮,会不会停止开源
素士声波电动牙刷评测 满足我们更多元化的需求
Linux内存管理体系介绍
华为云的AI策略现在怎么样
ETC井喷式爆发后，2020年该何去何从？
中国电信披露2018年中期业绩财报,移动和宽带规模增长创新高
通过IPTV接收无闪烁电视
Microchip新型汽车级MEMS振荡器问世
亚特兰大联邦储备银行总裁Bostic声称数字货币不是货币
具有扩展功能的Candera智能导入器
BK7231U,上海博通WiFi+ble双模combo图传soc芯片，内窥镜-规格书&layou指南
东芝下一代近线硬盘的路线图
直接数字频率合成控制测试、测量和通信中的波形
问任何有经验的电气工程师——例如，我们故事中的教授gureux——关于在mosfet栅极前放什么，你可能会听到“一个电阻，大约100 ω”。尽管有这种确定性，人们仍然想知道为什么并质疑效用和电阻值。出于这种好奇心，我们将在以下示例中研究这些问题。neubean是一名年轻的应用工程师，他希望测试是否真的有必要在mosfet栅极前放置一个100 ω电阻以保持稳定。gureux是一位拥有30年经验的应用工程师，他监督他的实验并在此过程中提供专家意见。
hs 电流检测简介
图1.高端电流检测。
图1中的电路显示了高端电流检测的典型示例。负反馈试图强制电压v意义增益电阻 r 时获得.通过r的电流获得流经 p 沟道 mosfet （pmos） 至电阻 r外，从而产生以地为参考的输出电压。总体增益为
可选电容 c外电阻两端电阻 r外用于滤除输出电压。即使pmos的漏极电流快速跟随检测电流，输出电压也会呈现单极指数轨迹。
电阻器 r门在原理图中将放大器与pmos栅极分开。价值是什么？“100 ω，当然！”经验丰富的古勒人可能会说。
尝试很多ω
我们发现我们的朋友neubean，gureux的学生，正在思考这个栅极电阻器。neubean认为，只要有足够的电容从栅极到源极，或者有足够的栅极电阻，他应该能够引起稳定性问题。一旦明确 r门和 c门有害地相互作用，那么就有可能揭穿100 ω或任何栅极电阻自动合适的神话。
图2.高端电流检测仿真。
图2显示了一个ltspice仿真示例，用于突出电路行为。neubean 运行模拟来显示他认为将作为 r 出现的稳定性问题门增加。毕竟，来自r的极点门和 c门应该会侵蚀与开环相关的相位裕量。然而，令neubean惊讶的是，r没有值。门显示时域响应中的任何问题。
原来，电路没那么简单
图3.从误差电压到源电压的频率响应。
在观察频率响应时，neubean意识到他需要注意识别开环响应是什么。当组合单位负反馈时，形成环路的正向路径从差值开始，并在产生的负输入端子处结束。然后，neubean 模拟并绘制 vs/（vp– vs），或 vs/ve.图3显示了该开环响应的频域图。在图3的波特图中，直流增益非常小，交越处没有相位裕量问题的证据。事实上，由于交越频率小于0.001 hz，情节整体看起来非常奇怪。
图4.高边检测电路作为框图。
电路分解为控制系统的过程如图4所示。与几乎所有电压反馈型运放一样，ltc2063 以高直流增益和单极点开始。运算放大器获得误差信号，并通过r驱动pmos栅极门– c门滤波器。该 c门和pmos源一起连接到运算放大器的–in输入端。 r获得从该节点连接到低阻抗源。即使在图 4 中，r门– c门滤波器应该引起稳定性问题，特别是如果 r门比 r 大得多获得.毕竟，c门电压，直接影响r获得系统中的电流滞后于运算放大器输出变化。
neubean提供了一个解释，为什么也许r门和 c门不要造成不稳定：“嗯，栅极源是固定电压，所以 r门– c门电路无关紧要。您需要做的就是调整门，然后是源。这是一个源头追随者。
他更有经验的同事古勒说：“实际上，没有。这仅在pmos作为电路中的增益模块正常工作时才有效。
因此，neubean思考了数学问题——如果我们可以直接模拟pmos源对pmos门的响应会怎样？换句话说，什么是v（vs）/v（vg)?neubean跑到白板上，写下了下面的等式。
跟
运算放大器增益a和运算放大器极点ωa。
neubean立即确定了重要的术语gm。什么是通用？ 对于 mosfet，
查看图 1 中的电路，neubean 的头部有一个灯泡熄灭。通过 r 的电流为零意义，通过 pmos 的电流应为零。电流为零时，gm为零，因为pmos有效关断，未被使用，无偏置且无增益。当 gm = 0 时，vs/ve在 0 hz 和 v 时为 0s/vg在0 hz时为0，因此根本没有增益，图3中的曲线毕竟可能是有效的。
尝试使用 ltc2063 时变得不稳定
有了这个启示，neubean很快就尝试了一些非零i的模拟。意义.
图5.频率响应从误差电压到源电压，非零检测电流。
图5显示了v响应的更正常的增益/相位图。e到 vs，从 >0 db 交叉到 <0 db。图5应显示约2 khz，在100 ω时pm很多，在100 kω时pm略少，在1 mω时甚至更少，但并非不稳定。
neubean 前往实验室，利用高端检测电路 ltc2063 拨出检测电流。他插入了一个高 r门值，首先是 100 kω，然后是 1 mω，期望看到不稳定的行为或至少某种振铃。不幸的是，他没有。
他试图首先通过使用更多的i 来增加mosfet中的漏极电流意义然后使用较小的 r获得电阻。没有什么能破坏电路的稳定性。
他返回仿真并尝试用非零 i 填充相位裕量意义.即使在仿真中，似乎也很难（如果不是不可能的话）找到不稳定或低相位裕量。
neubean找到了gureux，并问他为什么未能破坏电路的稳定性。古勒建议他做数字。neubean习惯了gureux的谜语，所以他检查了与r相关的实际极点可能是什么门和总栅极电容。在 100 ω 和 250 pf 时，极点为 6.4 mhz;100 kω时，极点为6.4 khz;对于 1 mω，极点为 640 hz。ltc2063增益带宽积（gbp）为20 khz。当 ltc2063 获得增益时，闭环交越频率很容易滑落到低于 r 的任何影响之下门– c门极。
是的，你可能会变得不稳定
意识到运算放大器的动态需要继续进入r的范围门– c门极点，neubean选择了更高增益带宽的产品。ltc6255 5 v运算放大器将直接装入具有更高6.5 mhz gbp的电路中。
neubean急切地尝试了电流、ltc6255、100 kω栅极电阻和300 ma检测电流的仿真。
neubean然后继续添加r门在模拟中。有足够的 r门，额外的极点会破坏电路的稳定性。
图6.带振铃的时域图。
图7.一旦我们加上电流，v的正常波特图，ve到 vs，相位裕量很差。
图6和图7显示了高r的仿真结果门值。在恒定的300 ma检测电流下，该仿真显示不稳定。
实验室结果
为了了解电路在检测非零电流时是否可能表现不佳，neubean 尝试采用具有阶跃变化负载电流的 ltc6255，并使用三种不同的 r门值。我意义从基极 60 ma 转换到更高的 220 ma 值，通过瞬时开关实现，从而带来更大的并联负载电阻。没有零我意义测量，因为已经表明在这种情况下mosfet增益太低。
实际上，图8最终显示了100 kω和1 mω电阻的稳定性真正受损。由于输出电压经过大量滤波，栅极电压成为振铃的检测器。振铃表示相位裕量差或负，振铃频率表示交越频率。
图8.r门= 100 ω，电流从低瞬态到高瞬态。
图9.r门= 100 ω，电流从高到低瞬态。
图10.r门= 100 kω，电流从低到高瞬态。
图11.r门= 100 kω，电流从高到低瞬态。
图12.r门= 1 mω，电流从低瞬态到高瞬态。
图13.r门= 1 mω，电流从高到低瞬态。
集思广益的时刻
neubean意识到他已经看到了许多高边集成电流检测电路，不幸的是，工程师没有机会决定栅极电阻，因为一切都在零件内部。他想到的例子是ad8212、ltc6101、ltc6102和ltc6104高压、高端电流检测器件。事实上，ad8212使用pnp晶体管，而不是pmos fet。他告诉gureux，“呃，这并不重要，因为现代设备已经解决了这个问题。
仿佛预料到了这句话，几乎在neubean最后一句话之前就打断了他的话，教授回答说：“假设你想要极低的电源电流和零漂移输入偏移的组合，例如在远程电池供电的仪器中。您可能需要一个 ltc2063 或 ltc2066 作为主放大器。或者，也许您需要通过 470 ω分流器尽可能准确、无噪音地测量低电平电流水平;在这种情况下，您可能希望使用具有轨到轨输入能力的ada4528。在这些情况下，您将需要处理mosfet驱动电路。
所以...
显然，使用过大的栅极电阻可能会破坏高端电流检测电路的稳定性。neubean将这一发现与他愿意的老师gureux联系起来。gureux指出，r门实际上会破坏电路的稳定性，但最初无法找到这种行为源于错误制定的问题。需要增益，在该电路中，增益要求测量非零信号。
gureux回答说：“当然，当极点侵蚀分频器的相位裕量时，就会发生振铃。但是，增加1 mω的栅极电阻是荒谬的，即使是100 kω也是疯狂的。请记住，尝试限制运算放大器的输出电流总是好的，以防它试图将栅极电容从一个电源轨摆动到另一个电源轨。
使用全可编程SoC实现完整的射频单元设计研发会
小米 6或2月6日发布：除了骁龙835芯片还有什么
基于工业树莓派和MQTT平台打通OT和IT
在高达2.5GHz的无线电频率下进行精确的增益/相位测量
传三星已砍掉2021年的Galaxy Note 21产品线
高端电流检测
嵌入式开发是否应该使用动态内存分配
谷歌拿小米MIUI做典型,向国内手机厂商开炮,会不会停止开源
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华为云的AI策略现在怎么样
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中国电信披露2018年中期业绩财报,移动和宽带规模增长创新高
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Microchip新型汽车级MEMS振荡器问世
亚特兰大联邦储备银行总裁Bostic声称数字货币不是货币
具有扩展功能的Candera智能导入器
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直接数字频率合成控制测试、测量和通信中的波形