电力场效应管电路分析
电力场效应管适用于1000kv以下的中小功率场合，主要指电力mosfet，其采用多元集成的垂直导电结构，有v形槽导电的vvmosfet和双扩散mos结构的vdmosfet，目前比较流行的是vdmosfet，比较常用的是其中的n沟道增强型。增强型的含义是，当栅源电压ugs超过开启电压uth后，ugs越大，漏源之间导通电阻rds越小，导电能力越强；栅源之间隔着很薄的二氧化硅绝缘层，形成类似平板电容的寄生电容c，其中电场强度e=ugs/d，间距d很小，对ugs有格的要求，一般为10~15v，极限值为±20v,否则电场太强会击穿二氧化硅。电力mos管多数用作开关管，工作在开关状态，即在截止区和非饱和区之间切换；通常说的输入阻抗极高，输入电流可忽略，是指直流静态特性。在栅极施加高频驱动脉冲时，充放电电流i=c*dugs/dt ，频率越高，电流越大 ;对栅极输入电容充电为开通过程，放电为关断过程；栅极输入电容为皮法级的小容，充放电很快，mos 管开关速度很快，工作频率是主流电力电子器件中最高的，可达100khz以上。开关频率越高，充放电电流越大，所需驱动功率也越大。提高工作频率，有利于设备小型化。半导体变流技术离不开电感、电容和开关变压器，而电感、电容起作用的实质体现在感抗和容抗上，感抗xl=2兀fl，容抗 xc=1/2兀fc，由此可见，提高频率等同于增加电感量和电容量，这样就可成倍地减小体积；由于能量转换速度加快，开关变压器容量和体积也大大减小。
图一 n沟道增强型vdmosfet
图二 电路图符号
图一为n沟通增强型vdmosfet断面示意图及等效电路图，在电路图中一般使用图二所示的两种图形符号。图形符号中的箭头方向与反并联寄生二极管的方向是一致的。电力电子器件的损耗发热，是必须深刻理解的内容。对照图三所示的损耗示意图，分析损耗的组成。
图三 损耗分析示意图
先看图三(a)，断态损耗：功率mosfet(p-mos)关断时，漏极电流id近视为零，漏、源极承受最大工作电压uds，损耗p=id*uds=0; 通态损耗：id达到最大工作电流，p-mos完全导通，漏源之间电阻rds达最小值，uds=id*rds下降到很低，p=uds*id比较小，处于正常的低损耗发热状态；
开关损耗包括导通过程损耗和关断过程损耗。导通过程中，id逐渐上开，uds逐渐减小，id*uds之积形成损耗面积，面积与开通速度有关，开通越快，面积越小，损耗p也就越小；关断过程中，id逐渐下降，uds逐渐增大，关断越快，损耗面积越小。
看图三(b)，在没有正确驱动p-mos时，导致其未完全开通，此时rds比较大，uds没能下降到很低的值，在id也比较大时，会形成巨大的通态损耗，使p-mos过热损坏。
基于以上认知，下面以具体电路说明驱动电路的相关要求。为快速建立驱动电压，要求驱动电路输出电阻小，驱动电流足够大；由于关断时间一般都大于开通时间，关断时施加负驱动电压可减小关断时间和关断损耗；栅极串入几十欧小电阻，可抑制可能产生的驱动信号振荡。
图四 光耦隔离推挽驱动电路
图四驱动电路中，光耦oc1起隔离传导干扰和电平转换作用；远放a构成比较器，用于驱动信号整形，使脉冲边沿更加陡峭；t2、t3构成互补推挽电路，共射输出，输出电阻小，任何时刻只有一个能导通。t2、t3不可接成共集电极输出，该结构在电压跳变过程中，会发生t1、t2同时导通的后果；d1、rg2单独提供低阻放电回路，以进一步减小关断时间，d1需用快恢复二极管。控制器p1.0输出低电平时，比较器输出负电平，t3导通输出负驱动电压，栅极电容放电，mos管快速关断；p1.0输出高电平时，比较器输出正电平，t2导通输出正驱动电压，栅极电容充电，mos管快速开通。
图五 脉冲变压器隔离驱动
在驱动如图五所示主电路时，随着低压侧q2的截止与导通，a点的电位是浮动，即高压侧q1管的源极电位是变动的，一般方法难以施加栅源驱动电压ugs ，同时主电路的电压一般都比较高，难以保证驱动电路安全工作，在这种情形下，最好的办法是用脉冲变压器(ptr)进行隔离，ptr可以隔离一切电位，且能把确定的电位差传递到次级，即能保证栅源之间有合适的驱动电压，而不管s极电位如何变动，既解决了电位浮动问题，又实现了危险电压的隔离。对ptr的要求是：耦合电容要小，使之具有抗干扰能力；漏感小，瞬时传输功率高；体积要小，抗电强度高。在图五的ptr隔离驱动电路中，r1、d1起续流作用，防止反电势损坏t1；d2、d3用于脉冲整形，确保g极使用正脉冲快速充电；r4、r5提供放电回路；dz1、dz2起限制栅源电压的作用，使之不超过±20v，防止栅源之间的绝缘层被击穿。
图六 驱动等效电路
任何驱动都可等效成图六所示的电路，其中r0为与栅极串联的驱动电路等效内阻，l1为细长弯曲铜箔或引线引起的寄生电感，cg为栅极等效输入电容，它们构成了rlc串联电路。驱动脉冲中含有各种频率成份的信号分量，开通过程中，当某一频率与线路固有频率相同时，可能引起rlc电路的串联谐振现象，此时该频率信号的电流i达到最大值，当容抗xc>>r0时，电容上的电压uc=i*xc有可能超出栅极极限电压，即使没有超出极限，也会引起驱动电压ugs振荡，当ugs在阈值电压uth附近振荡时，会造成mos管不能完全开通，反复进入高阻导通状态，引发极大损耗，发热严重；关断过程中，当r0很小时，会发生欠阻尼振荡，造成关断缓慢而产生较大的损耗。为抑制谐振，就要降低谐振品质因数q=xl/r,需适当加大g极的串联电阻，并设法减小寄生电感；加大电阻和减小电感，也能使rlc串联电路进入临界阻尼或过阻尼状态而不发生关断时的振荡。
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图一 n沟道增强型vdmosfet
图二 电路图符号
图一为n沟通增强型vdmosfet断面示意图及等效电路图，在电路图中一般使用图二所示的两种图形符号。图形符号中的箭头方向与反并联寄生二极管的方向是一致的。电力电子器件的损耗发热，是必须深刻理解的内容。对照图三所示的损耗示意图，分析损耗的组成。
图三 损耗分析示意图
先看图三(a)，断态损耗：功率mosfet(p-mos)关断时，漏极电流id近视为零，漏、源极承受最大工作电压uds，损耗p=id*uds=0; 通态损耗：id达到最大工作电流，p-mos完全导通，漏源之间电阻rds达最小值，uds=id*rds下降到很低，p=uds*id比较小，处于正常的低损耗发热状态；
开关损耗包括导通过程损耗和关断过程损耗。导通过程中，id逐渐上开，uds逐渐减小，id*uds之积形成损耗面积，面积与开通速度有关，开通越快，面积越小，损耗p也就越小；关断过程中，id逐渐下降，uds逐渐增大，关断越快，损耗面积越小。
看图三(b)，在没有正确驱动p-mos时，导致其未完全开通，此时rds比较大，uds没能下降到很低的值，在id也比较大时，会形成巨大的通态损耗，使p-mos过热损坏。
基于以上认知，下面以具体电路说明驱动电路的相关要求。为快速建立驱动电压，要求驱动电路输出电阻小，驱动电流足够大；由于关断时间一般都大于开通时间，关断时施加负驱动电压可减小关断时间和关断损耗；栅极串入几十欧小电阻，可抑制可能产生的驱动信号振荡。
图四 光耦隔离推挽驱动电路
图四驱动电路中，光耦oc1起隔离传导干扰和电平转换作用；远放a构成比较器，用于驱动信号整形，使脉冲边沿更加陡峭；t2、t3构成互补推挽电路，共射输出，输出电阻小，任何时刻只有一个能导通。t2、t3不可接成共集电极输出，该结构在电压跳变过程中，会发生t1、t2同时导通的后果；d1、rg2单独提供低阻放电回路，以进一步减小关断时间，d1需用快恢复二极管。控制器p1.0输出低电平时，比较器输出负电平，t3导通输出负驱动电压，栅极电容放电，mos管快速关断；p1.0输出高电平时，比较器输出正电平，t2导通输出正驱动电压，栅极电容充电，mos管快速开通。
图五 脉冲变压器隔离驱动
在驱动如图五所示主电路时，随着低压侧q2的截止与导通，a点的电位是浮动，即高压侧q1管的源极电位是变动的，一般方法难以施加栅源驱动电压ugs ，同时主电路的电压一般都比较高，难以保证驱动电路安全工作，在这种情形下，最好的办法是用脉冲变压器(ptr)进行隔离，ptr可以隔离一切电位，且能把确定的电位差传递到次级，即能保证栅源之间有合适的驱动电压，而不管s极电位如何变动，既解决了电位浮动问题，又实现了危险电压的隔离。对ptr的要求是：耦合电容要小，使之具有抗干扰能力；漏感小，瞬时传输功率高；体积要小，抗电强度高。在图五的ptr隔离驱动电路中，r1、d1起续流作用，防止反电势损坏t1；d2、d3用于脉冲整形，确保g极使用正脉冲快速充电；r4、r5提供放电回路；dz1、dz2起限制栅源电压的作用，使之不超过±20v，防止栅源之间的绝缘层被击穿。
图六 驱动等效电路
任何驱动都可等效成图六所示的电路，其中r0为与栅极串联的驱动电路等效内阻，l1为细长弯曲铜箔或引线引起的寄生电感，cg为栅极等效输入电容，它们构成了rlc串联电路。驱动脉冲中含有各种频率成份的信号分量，开通过程中，当某一频率与线路固有频率相同时，可能引起rlc电路的串联谐振现象，此时该频率信号的电流i达到最大值，当容抗xc>>r0时，电容上的电压uc=i*xc有可能超出栅极极限电压，即使没有超出极限，也会引起驱动电压ugs振荡，当ugs在阈值电压uth附近振荡时，会造成mos管不能完全开通，反复进入高阻导通状态，引发极大损耗，发热严重；关断过程中，当r0很小时，会发生欠阻尼振荡，造成关断缓慢而产生较大的损耗。为抑制谐振，就要降低谐振品质因数q=xl/r,需适当加大g极的串联电阻，并设法减小寄生电感；加大电阻和减小电感，也能使rlc串联电路进入临界阻尼或过阻尼状态而不发生关断时的振荡。
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