工程师参考手册（一）：D类功放设计须知
一、d类音频功率放大器设计基础
d功放是基于脉冲宽度调制技术的开关放大器，包括脉冲宽度调制器（几百千赫兹开关频率），功率桥电路，低通滤波器。本文从构成、拓扑结构对比、mosfet的选择与功率损耗、失真和噪音产生、音频性能等d类音频功率放大器设计有关的基础问题作分析，并例举d类功率放大器参考设计。
1、 d类功放基本构成
目前有很多种不同种类的功放，如：a类、b类、ab类等。但d类功放与其不同的是基本是一个开关功放或者是脉宽调制功放。为此，主要将对说明这类d类功放作以说明。
在这种d类功放中，器件要么完全导通，要么完全关闭，大幅度减少了输出器件的功耗，效率达90-95%都是可能的。音频信号是用来调制pwm载波信号，其载波信号可以驱动输出器件，用最后的低通滤波器去除高频pwm载波频率。
众所周知， a类、b类和ab类功放均是线形功放，那么d类功放与它们究竟有什么不同？我们首先应作讨论。图1是d功放原理框图，在一个线性功放中信号总是停留在模拟区，输出晶体管（器件）担当线性调整器来调整输出电压。这样在输出器件上存在着电压降，其结果降低了效率。
而d类功放采用了很多种不同的形式，一些是数字输入，还有一些是模拟输入，在这里我们将集中讨论一下模拟输入。
上面图1显示的是半桥d类功放的基本功能图，其中给出了每级的波形。电路运用从半桥输出的反馈来补偿母线电压的变化。那末d类功放是如何工作的呢？d类功放的工作原理和pwm的电源是相同的，我们假设输入信号是一个标准的音频信号，而这个音频信号是正弦波，典型频率从20hz到20khz范围。这个信号和高频三角或锯齿波形相比可以产生pwm信号，见图2a中所示。这个pwm信号被用来驱动功率级，产生放大的数字信号，最后一个低通过滤波器被用在这个信号上来滤掉pwm载波频率，重新得到正弦波音频信号，见图2b中所示。
2、 从拓扑结构对比-看线性和d类不同
值此将讨论线性功放（a类和ab类）和d类数字功放的不同之处。这两者之间主要的不同是效率，这也是为什么要发明d类功放的原因。线性功放就其性能而言具有固有的线性，但是即使是ab功放其效率也只有50%，而d类功放的效率很高，在实际的设计中达90%。
增益-线性功放增益不受母线电压影响而变化，然而d类功放的增益是和母线电压成比例的。这就意味着d类功放的电源抗扰比率是0db，而线性的psrr（电源供应抑制比率）就很好。在d类功放中普遍用反馈来补偿母线电压变化。
能量流向-在线性功放中，能量是从电源到负载，虽然在全桥d类功放中也是这样，但半桥d类功放还是不同的，因为能量可以双向流动而导致“母线电压提升”现象产生，这样会造成母线电容被从加载来的能量充电。这个主要发生在低频上，如低于100hz是这样。
3、 d类功放与buck降压转换器类拓扑差异
在d类功放和同步降压转换器拓扑原理作如图3所示。这两个电路之间的主要不同有三：其一、对于同步降压转换器，其基准电压来自反馈电路的慢慢变化的稳定电压;而d类功放的参考信号是一个不断变化的音频信号。也就是说，同步降压转换器的占空比是相对稳定的，而d类以围绕50%占空比不断地改变。其二、在同步降压转换器中负载电流的方向总是朝着负载，即电感电流为单向，见图3左所示。但是在d类功放中电流是朝着两个方向的，即电感电流为双向，见图3右所示。最后的不同是mosfet的优化方式。同步降压转换器对于高低端的晶体管有着不同的优化，较长的周期需要较低的rds（on），而较短的周期需要低的qg（栅极电荷），即两个开关作用不同。但d类功放对两个mosfet有着相同的优化方式。高低端器件有相同的ras（on），即两个开关作用相同。
4、 d类功放中mosfet的选择
在功放中要达到高性能的关键因素是功率桥电路中的开关。在开关过程中产生的功率损耗、死区时间和电压、电流瞬时毛刺等都应该尽可能的最小化来改善功放的性能。因此，在这种功放中开关要做到低的电压降，快速的开关时间和低杂散电感。
由于mosfet开关速度很快，对于这种功放它是你最好的选择。它是一个多数载流子器件，相对于igbt和bjt它的开关时间比较快，因而在功放中有比较好的效率和线性度。而mosfet的选择是基于功放规格而定。因而在选择器件以前要知道输出功率和负载阻抗（如100w 8ω），功率电路拓扑（如半桥梁或全桥），调制度（如89%—90%）。
5、 mosfet中的功率损耗
功率开关中的损失在ab线性功放和d类功放之间是截然不同的。首先看一下在线性ab功放中的损耗，其损耗可以定义如下：
k是母线电压与输出电压的比率。
对于线性功放功率器件损耗，可以简化成下面的公式：
需要说明的是ab功放功率损耗与输出器件参数无关。
现在一起看一下d类功放的损失，在输出器件中的全部损耗如下：
ptotal=psw+pcond+pgd
psw是开关损耗
pcond是导通损耗，
pgd是栅极驱动损耗
从上式可看于d类功放的输出损耗是根据器件的参数来定的，即基于qg（栅极电荷）、rds（on）（静态漏源通态电阻）、coss（mosfet的输出电容）和tf（mosfet下降时间），所以减少d类功放损耗应有效选择器件，图4是d类功放的功率损耗和k的函数关系。
6、 半桥和全桥结构拓扑的对比
和普通的ab类功放相似，d类功放可以归类成两种拓扑，分别是半桥和全桥结构。每种拓扑都各有利弊。简而言之，半桥简单，而全桥在音频性能上更好一些，全桥拓扑需要两个半桥功放，这样就需要更多的元器件。尽管如此，桥拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置，就像在ab功放中一样。一个全桥拓扑允许用更好的pwm调制方案，比如量化几乎没有错误的三水平pwm方案。
在半桥拓扑中，电源面临从功放返回来的能量而导致严重的母线电压波动，特别是当功放输出低频信号到负载时。能量回流到电源是d类功放的一个基本特性。在全桥中的一个臂倾向于消耗另一个臂的能量。所以就没有可以回流的能量。
7、 不完美失真和噪音产生
一个理想的d类功放没有失真，在可听波段没有噪音且效率足100%。然而，实际的d类功放并不完美并且会有失真和噪音。其不完美是由于d类功放产生的失真开关波形造成的。原因是：
*从调制器到开关级由于分辨率限制和时间抖动而导致的pwm信号中的非线性。
*加在栅极驱动上的时间误差，如死区时间，开通关断时间，上升下降时间。
*开关器件上的不必要特征，比如限定电阻，限定开关速度或体二极管特征。
*杂散参数导致过度边缘的震荡。
*由于限定的输出电阻和通过直流母线的能量的反作用而引起得电源电压波动
*输出lpf中的非线性。
一般来讲，在栅极信号中的开关时间误差是导致非线性的主要原因。特别是死区时间严重影响了d类功放的线性。几十纳秒少量的死区时间很容易就产生1%以上的thd（总谐波失真），见图5（c）所示。
8、 死区时间（见图5（a）所示是如何影响非线性的）
其图5（a）（b）（c）为死区时间（或称延时时间）对失真的影响示意图。d类输出级中的工作模式可以根据输出波形如何跟随输入时间可归类成三个不同的区域。在这三个不同的工作区，输出波形跟随高低端输入信号的不同边缘而变化的。
让我们检查一下第一个操作区（见图5c所示high side edges），在这里电流比电感器波纹电流还大时，输出电流就从d类功放流向负载。高端器件在低端器件开通之前关断，输出节点就会被转到负母线。这个过程与低端器件开通时间无关，它是通过从解调电感的换向电流自动造成的。因此输出波形与嵌入到低端器件开通前的死区时间无关。因此pwm波形只被嵌入到高端栅极信号的死区短路了，而造成所希望的输入占空比的轻微电压增益降低。
有个相似的情况发生在负工作区（见图5c所示low side edges），输出电流从加载流向d类功放。电流高于电感波纹电流。在这种情况下，输出波形的时间并没有受嵌入高端开通沿的死区时间的影响，而总是允许低端输入时间。因此，pwm波形只被嵌入到低端器件栅极信号的死区时间短路。
在以前描述的两个操作模式中存在一个区域，在这个区域中输出时间与死区时间是独立的。当输出电流小于电感波纹电流时，输出时间跟随每个输入的关断沿。因为在这个区域，是zvs（零电压开关）操作状态（见图5c所示falling edges），因此在中间区域就不会有失真。
当输出电流随着音频输入信号的不同而变化时，d类功放将改变它的操作区，这样每个都会有细小的不同增益。在音频信号的周期中的这三个不同区域增议会歪曲输出波形。
图5（b）显示的是死区时间如何影响thd性能的。一个40ns死区时间可以产生2%的thd。这个可以通过减小死区时间到15ns提高到0.2%。这个标志着更好线性与高低端开关器件转换过程的重要性。
9、 音频性能测量
有着aesl7网络过滤器的音频测量仪器是很必需的。当然，像传统音频分析器hp8903b，加上合适的前级低通滤波器也可以使用。在这里需要重要考虑的是d类功放的输出信号在其波形上仍然含有大量的开关载波频率，这样就造成错误的读取。这些分析器也许很难防止d类功放的载波泄露。
10、防止直通
尽管如此，一个狭窄的死区时间在大量生产中是很危险的。因为一旦高低端晶体管被同时打开，那么直流母线的电压就会被晶体管短路，大量的直通电流将开始流动，这便会导致器件损坏。我们应该注意到有效的死区时间对每个功放是不同的，与元件参数和芯片温度有关。对于一个d类功放的可靠设计来讲确保死区时间总是正的而决不是负的来防止晶体管进入直通，这是非常重要的。
11、关于电源吸收能量
另外一个在d类功放中引起明显降额的原因是母线充电，当半桥拓扑在给负载输出低频时可以看到。要时刻记住，d类功放的增益与母线电压直接成比例关系。因此，母线电压波动产生失真，而d类功放中的电流流动是双向的，则就存在了从功放返回到电源时期。大量流回到电源的能量来自于输出lpf的电感存储的能量。通常，电源没有办法吸收从负载回流过来的能量。因此，母线电压上升，造成电压波动。母线电压上升并不是发生在全桥拓扑上，因为从开关桥臂同储到由源的能源熔会在另一个桥臂消耗掉。
12、对emi（电磁辐射）的考虑
在d功放设计中的emi（电磁辐射）是很麻烦的，像在其他开关应用中一样。emi的主要来源之一是来自从高到低流动的mosfet二极管的反向恢复电荷，和电流直通很相象。在嵌入到阻止直通电流的死区过程中，在输出lpf中的电感电流打开体二极管。在下一个阶段中，当另外一端的mosfet在死区未打开时，体晶体管保持导通状态，除非储存的大量少数载波被完全复合。这个反向的恢复电流趋向于形成一个很尖的形状，和由于pcb板和封装杂散电感因起步希望的震荡。因此，pcb布线设计对减小emi和系统可靠性至关重要的。
13、d类功放中mosfet选择的其他考虑
*选择合适的封装和结构
*功放的thd、emi和效率，还受fet的体二极管影响。缩短体二极管恢复时间（工r的并联肖特基二级管的fet）;降低反向恢复电流和电荷，能改善thd;emi和效率。
*fet结壳热阻要尽可能小，以保证结温低于限制。
*保证较好可靠性和低的成本条件下，工作在最大结温。用绝缘包封的器件是直接安装还是用裸底板结构垫绝缘材料，依赖于它的成本和尺寸。
14、d类功放参考设计见图6所示
*拓扑：半桥
*选用ir2011s（栅极驱动ic，最高工作电压200v，io+/-为1.0a/1.0a，vout为10-20v，ton/off为80&60ns，延时匹配时间为20ns）;irfb23n15d （mosfet功率管id=23a，r ds=90mω，qg=37nc bv=150v to-220封装）
*开关频率：400khz（可调）
*额定输出：200w+200w/4欧
*thd:0.03%-1mhz半功率
*频率响应：5hz-40khz（-3db）
*电源：～220v±50v
*尺寸：4.0“×5.5”
15、结论
如果我们在选择器件时很谨慎，并且考虑到精细的设计布线，因为杂散参数有很大的影响，那么目前高效d类功放可以提供和传统的ab类功放类似的性能。
二、d类放大器散热注意事项
摘要：d类放大器相比ab类放大器具有更高的效率和更好的热性能。尽管如此，使用d类放大器时仍然需要慎重考虑其散热。本应用笔记分析了d类放大器的热性能，并通过几个常见的例子说明了良好的设计所应遵循的原则。
连续正弦波与音乐
在实验室评估d类放大器性能时，常使用连续正弦波作为信号源。尽管使用正弦波进行测量比较方便，但这样的测量结果却是放大器在最坏情况下的热负载。如果用接近最大输出功率的连续正弦波驱动d类放大器，则放大器常常会进入热关断状态。
常见的音源，包含音乐和语音，其rms值往往比峰值输出功率低得多。通常情况下，语音的峰值与rms功率之比（即波峰因数）为12db，而音乐的波峰因数为18db至20db。图1所示为时域内音频信号和正弦波的波形图，给出了采用示波器测量两者rms值的结果。虽然音频信号峰值略高于正弦波，但其rms值大概只有正弦波的一半。同样，音频信号可能存在突变，但正如测量结果所示，其平均值仍远低于正弦波。虽然音频信号可能具有与正弦波相近的峰值，但在d类放大器表现出来的热效应却大大低于正弦波。因此，测量系统的热性能时，最好使用实际音频信号而非正弦波作为信号源。如果只能使用正弦波，则所得到的热性能要比实际系统差。
图1. 正弦波的rms值高于音频信号的rms值，意味着用正弦波测试时，d类放大器的发热更大。
pcb的散热注意事项
在工业标准tqfn封装中，裸露的焊盘是ic散热的主要途径。对底部有裸露焊盘的封装来说，pcb及其敷铜层是d类放大器主要的散热渠道。如图2所示，将d类放大器贴装到常见的pcb，最好根据以下原则：将裸露焊盘焊接到大面积敷铜块。尽可能在敷铜块与临近的具有等电势的d类放大器引脚以及其他元件之间多布一些覆铜。本文的案例中，敷铜层与散热焊盘的右上方和右下方相连（如图2）。敷铜走线应尽可能宽，因为这将影响到系统的整体散热性能。
图2. d类放大器采用tqfn或tqfp封装时，裸露焊盘是其主要散热通道。
与裸露焊盘相接的敷铜块应该用多个过孔连到pcb背面的其他敷铜块上。该敷铜块应该在满足系统信号走线的要求下具有尽可能大的面积。
尽量加宽所有与器件的连线，这将有益于改善系统的散热性能。虽然ic的引脚并不是主要的散热通道，但实际应用中仍然会有少量发热。图3给出的pcb中，采用宽的连线将d类放大器的输出与图右侧的两个电感相连。在这种情况下，电感的铜芯绕线也可为d放大器提供额外的散热通道。虽然对整体热性能的改善不到10%，但这样的改善却会给系统带来两种截然不同的结果 - 即使系统具备较理想的散热或出现较严重的发热。
图3. d类放大器右边的宽走线有助于导热
辅助散热
当d类放大器在较高的环境温度下工作时，增加外部散热片可以改善pcb的热性能。该散热片的热阻必须尽可能小，以使散热性能最佳。采用底部的裸露焊盘后，pcb底部往往是热阻最低的散热通道。ic的顶部并不是器件的主要散热通道，因此在此安装散热片不划算。图4给出了一个pcb表贴散热片（218系列，由wakefield engineering提供）。该散热片焊接在pcb上，是兼顾尺寸、成本、装配方便性和散热性能的理想选择。
图4. 当d类放大器工作在较高环境温度下，可能需要如图示的smt散热片（图片来自wakefield engineering）。
热计算
d类放大器的管芯温度可以通过一些基本计算进行估计。本例中根据下列条件计算其温度：
tam = +40°c
pout = 16w
效率（η） = 87%
θja = 21°c/w
首先，计算d类放大器的功耗：
然后，通过功耗计算管芯温度tc，公式如下：
根据这些数据，可以推断出该器件工作时具有较为理想的性能。因为系统很少能正好工作在+25°c的理想环境温度下，因此应该根据系统的实际使用环境温度进行合理的估算。
负载阻抗
d类放大器mosfet输出级的导通电阻会影响它的效率和峰值电流能力。降低负载的峰值电流可减少mosfet的i²r损耗，进而提高效率。要降低峰值电流，应在保证输出功率，以及d类放大器的电压摆幅以及电源电压的限制的条件下，选择最大阻抗的扬声器，如图5所示。本例中，假设d类放大器的输出电流为2a，电源电压范围为5v至24v。电源电压大于等于8v时，4ω的负载电流将达到2a，相应的最大连续输出功率为8w。如果8w的输出功率能满足要求，则可以考虑使用一个12ω扬声器和15v供电电压，此时的峰值电流限制在1.25a，对应的最大连续输出功率为9.4w。此外，12ω负载的工作效率要比4ω负载的高出10%到15%，降低了功耗。实际效率的提高根据不同d类放大器而异。虽然大多数扬声器的阻抗都采用4ω或8ω，但也可采用其他阻抗的扬声器实现更高效的散热。
图5. 选择最佳的阻抗和电源电压使输出功率最大。
另外还需要注意音频带宽内负载阻抗的变化。扬声器是一个复杂的机电系统，具有多种谐振元件。换言之，8ω的扬声器只在很窄的频带内才呈现出8ω阻抗。在大部分音频带宽内，阻抗都会大于其标称值，如图6示。在大部分音频带宽内，该扬声器的阻抗都会远大于其8ω的标称值。然而，高频扬声器和分频网络的存在将降低阻抗值。因此必须考虑系统的总阻抗以确保足够的电流驱动能力和散热性能。
图6. 8ω阻抗、13cm口径扬声器的阻抗随频率改变而急剧变化。
结论
d类放大器的效率相比ab类放大器有很大提高。虽然这一效率优势降低了系统设计时对散热性能设计的要求，但仍然不能完全忽视系统散热。但是，如果能够遵循良好的设计原则并且设定合理的设计目标，使用d类放大器可使音频系统设计更简单。
三、数字功放与d类功放、模拟功放的区别
1、数字功放与d类功放的区别
常见d类功放（pwm功放）的工作原理：pwm功放只能接受模拟音频信号，用内部三角波发生器产生的三角波和它进行比较，其结果就是一个脉宽调制信号（pwm），然后将pwm信号放大并还原成模拟音频信号。因此，pwm功放是用脉冲宽度对模拟音频幅度进行模拟的，其信息的传递过程是模拟的、非量化的、非代码性的。并且由于目前器件性能的限制，pwm功放不可能采用太高的采样频率，在性能指标上尚达不到hi-fi级的水平。而数字功放采用一些宽度固定的脉冲来数字地量化、编码模拟音频信号，使音频信号的还原更为真实。
2、数字功放和模拟功放的区别
数字功放由于工作方式与传统模拟功放完全不同，因此克服了模拟功放固有的一些缺点，并且具备了一些独有的特点。
1. 过载能力与功率储备
数字功放电路的过载能力远远高于模拟功放。模拟功放电路分为a类、b类或ab类功率放大电路，正常工作时功放管工作在线性区；当过载后，功放管工作在饱和区，出现谐波失真，失真程度呈指数级增加，音质迅速变坏。而数字功放在功率放大时一直处于饱和区和截止区，只要功放管不损坏，失真度不会迅速增加，如图1所示。
图1 全数字功放与普通功放过载失真度比较
由于数字功放采用开关放大电路，效率极高，可达75%“90%（模拟功放效率仅为30%”50%），在工作时基本不发热。因此它没有模拟功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之前后无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特性，瞬态响应好，“爆棚感”极强。
2. 交越失真和失配失真
模拟b类功放在过零失真，这是由于晶体管在小电流时的非线性特性而引起的在输出波形正负交叉处的失真（小信号时晶体管会工作在截止区，无电流通过，导致输出严重失真）。而数字功放只工作在开关状态，不会产生交越失真。
模拟功放存在推挽对管特性不一致而造成输出波形上下不对称的失配失真，因此在设计推挽放大电路时，对功放管的要求非常严格。而数字功放对开关管的配对无特殊要求，基本上不需要严格的挑选即可使用。
3. 功放和扬声器的匹配
由于模拟功放中的功放管内阻较大，所以在匹配不同阻值的扬声器时，模拟功放电路的工作状态会受到负载（扬声器）大小的影响。而数字功放内阻不超过0.2ω（开关管的内阻加滤波器内阻），相对于负载（扬声器）的阻值（4“8ω）完全可以忽略不计，因此不存在与扬声器的匹配问题。
4. 瞬态互调失真
模拟功放几乎全部采用负反馈电路，以保证其电声指标，在负反馈电路中，为了抑制寄生振荡，采用相位补偿电路，从而会产生瞬态互调失真。数字功放在功率转换上没有采用任何模拟放大反馈电路，从而避免了瞬态互调失真。
5. 声像定位
对模拟功放来说，输出信号和输入信号之间一般都存在着相位差，而且在输出功率不同时，相位失真亦不同。而数字功放采用数字信号放大，使输出信号与输入信号相位完全一致，相移为零，因此声像定位准确。
6. 升级换代
数字功放通过简单地更换开关放大模块即可获得大功率。大功率开关放大模块成本较低，在专业领域发展前景广阔。
7. 生产调试
模拟功放存在着各级工作点的调试问题，不利于大批量生产。而数字功放大部分为数字电路，一般不需调试即可正常工作，特别适合于大规模生产。
3、数字功放和“数字化”功放、“数码”功放的区别
所谓的“数字化”功放只是在前置级上采用数字信号处理的方式，在模拟音频信号或数字音频信号输入后，采用现有的数字音频处理集成电路，实现一些比如声场处理、数字延时、混响等功能，最后再通过模拟功率放大模块进行音频放大。其典型电路框图如图2所示。由图2可知，其各模块的接口都是采用模拟方式。而数字声场处理模块的大致原理框图如图3所示。
图2 数字化功放电路的组成框图 图3 数字声场处理模块原理框图
虽然目前各集成电路厂家都推出了数字声场处理、数字卡拉ok和数字杜比解码集成电路。但是由于目前功放大都只能接收模拟音频信号，所以各集成电路的接口也大多是模拟的，这就需要反复地进行模/数、数/模转换，由此会引入量化噪声，使音质恶化。
全数字功放除了针对扬声器的接口以外（这是因为目前扬声器都只能接受模拟音频信号），音频信号在功放内部都是以数字信号的方式进行处理（包括功率放大）；对于模拟音频信号，必须转化成数字信号后才能进行处理。
在已经具备数字音频的时代推出数字功放，将可能对音响技术的发展产生重大影响。
四、新型绿色能效d类音频放大器设计应用
引 言
多媒体时代，传统a类、b类、ab类线性模拟音频放大器因效率低，能耗大，已不能满足电子视听类lcd／pdp／oled／lcos／pda等绿色节能、高效、体积小等新发展趋势，而非线性音频放大器件class-d类功放因具备节能、高效率、高输出功率、低温升效应、占用空间小等优点，将被纳入越来越多新产品设计中。d类放大器架构上分半桥非对称型和全桥对称型，而全桥类相对半桥型具有高达4倍的输出功率，更为高效；从信号适应上分模拟型和i2s全数字型，因全数字型尚处发展阶段，成本高，而模拟型因成本优势将在未来几年处于应用主流。本文重点剖析了全桥模拟型d类功放设计要素，实现了一种基于nxp公司新型绿色能效模拟d类功放tfa9810t电路设计，并重点对绿色节能高效、高输出功率、低温升效应、pcb布局、emi抑制几个方面进行总结分析。
1 d类功率放大器原理特点
1．1 d类放大器系统结构
d类放大器由积分移相、pwm调制模块、g栅级驱动、开关mosfet电路、logic辅助、输出滤波、负反馈、保护电路等部分组成。流程上首先将模拟输入信号调制成pwm方波信号，经过调制的pwm信号通过驱动电路驱动功率输出级，然后通过低通滤波滤除高频载波信号，原始信号被恢复，驱动扬声器发声，如图1所示。
1．2 调制级（pwm-modulation）
调制级就是a／d转换，对输入模拟音频信号采样，形成高低电平形式数字pwm信号。图2中，比较器同相输入端接音频信号源，反向端接功放内部时钟产生的三角波信号。在音频输入端信号电平高于三角波信号时，比较器输出高电平vh，反之，输出低电平vl，并将输入正弦波信号转换为宽度随正弦波幅度变化的pwm波。这是d类功放核心之一，必须要求三角波线性度好，振荡频率稳定，比较器精度高，速度快，产生的pwm方波上升、下降沿陡峭，深入调制措施参见文献［2］。
1．3 全桥输出级
输出级是开关型放大器，输出摆幅为vcc，电路结构如图3所示。将mosfet等效为理想开关，关断时，导通电流为零，无功率消耗；导通时，两端电压依然趋近为零，虽有电流存在，但功耗仍趋近零；整个工作周期，mosfet基本无功率消耗，所以理论上d类功放的转换效率可接近100％，但考虑辅助电路功耗及mosfet传导损耗，整体转换效率一般可达90％左右。因为转换效率很高，所以芯片本身消耗的热能小，温升也才很小，完全可以不考虑散热不良，因此被称为绿色能效d类功放。
对全桥，进一步减小导通损耗，要使mosfet漏源的导通电阻ron尽量小。选取低开关频率和栅源电容小的mosfet，加强前置驱动器的驱动能力。
1．4 lpf低通滤波级
lpf滤波器可消除pwm信号中电磁干扰和开关信号，提高效率，降低谐波失真，直接影响放大器带宽和thd，必须设置合适截止频率和滤波器滚降系数，以保证音频质量。对于视听产品，20 hz～20 khz为可听声；低于20 hz为次声；高于20 khz为超声。应用中一般设置截止频率为30 khz，这个频率越低，信号带宽越窄，但过低会损伤信号质量，过高会有噪声混入。常用lpf滤波器一般有巴特沃思滤波器、切比雪夫滤波器、考尔滤波器三种。巴特沃思滤波器在通带bw内最大平坦幅度特性好，易实现，因此视听产品多采用等效内阻小，输出功率大的lc二阶巴特沃思滤波器如图4所示。
1．5 负反馈
负反馈是lpf电路，将检测到的输出级音频成分反馈到输入级，与输入信号比较，对输出信号进行补偿、校正、噪声整形，以此改善功放线性度，降低电源中纹波（电源抑制比，psrr）。负反馈可减小通带内因脉冲宽度调制、输出级和电源电压变化而产生的噪声，使输出pwm中低频成分总能与输入信号保持一致，以得到很好的thd，使声音更加丰富精确。
1．6 功耗效率分析
d类效率在thd《7％情况下，可达85％以上效率，远高于普及使用的最大理论效率78.5％的线性功放。根本原因在于输出级mosfet完全工作在开关状态。理论上，d类功放效率为：
假设d类功放mosfet导通电阻为ron，所有其他无源电阻为rp，滤波器电阻为rf，负载电阻为rl，则不考虑开关损耗的效率为：
式中：fosc是振荡器频率；ton和toff分别是mosfet开、关频率。此时效率为：
由上述公式得知，d类功放中负载rl，相对其他电阻，比值越大效率越高；mosfet作为续流开关，所消耗的功率几乎等于mosfet导通阻抗上i2ron损耗和静态电流总和，相比较输出到负载的功率几乎可忽略。所以，其效率远高于线性功放，如图5所示。非常适应现今绿色节能的要求，适合被平板等数字视听产品规模使用。
2 d类功放需要注意的关键点
在d类设计应用中需注意以下几点：
2．1 deadtime（死区校正）
全桥mosfet管轮流成对导通，理想状态一对导通，另一对截止，但实际上功率管的开启关断有一个过程。过渡过程中，必有一瞬间，如图3所示，在in1／in3尚未彻底关断时in2／in4就已开始导通；因mosfet全部跨接于电源两端，故极端的时间内，可能会有很大的电压电流同时加在4个mosfet上，导致功耗很大，整体效率下降，而且器件温升加剧，烧坏mosfet，降低可靠性。为避免两对mosfet同处导通状态，引起有潜在威胁的很大短路电流，应保证一对mosfet导通和另一对mosfet截止期间有一个很短的停滞死区时间（dead-time），这个时间由logic逻辑控制器控制，以有效保证一组mosfet关断后，另一组mosfet再适时开启，减小mosfet损耗，提高放大器效率。
但deadtime设置不当，将出现如下问题：
（1）输出信号中将产生毛刺，造成电磁干扰，也即死区时间内，in1／in3都关断。完全失控的输出电压将受到图6（a）中体二极管电流的影响（体二极管电流的形成，参见下文emi节），输出波形中将出现毛刺干扰。
（2）deadtime过大，输出波形中出现的毛刺包含的能量将持续消耗在体二极管中，以热能形式消耗能量，严重影响芯片工作稳定性和输出效率。
（3）deadtime过长，影响放大器线性度，造成输出信号交越失真，时间越长，失真越严重。
2．2 emi（electro-magnetic interference）
emi主要由mosfet体二极管反向恢复电荷形成，具体产生机理如图6所示。
第一阶段，mp1-mosfet导通，有电流流过mosfet和后级lpf电感；第二阶段，全桥进入dead-time期间，mp1本身关断，但其体二极管依然导通，保证后级电感继续续流；第三阶段，deadtime期结束，mn1导通瞬间，若mp1体二极管存储的剩余电荷尚未完全释放，则瞬间释放上一次导通期间未释放的存储电荷，导致反向恢复电流激增，此电流趋向于形成一个尖脉冲，最终体现在输出波形上，如图6（b）所示。因此，输出频谱会在开关频率以及开关频率倍频处包含大量频谱能量，对外形成emi。
为抑制emi，以降低输出方波频率，减缓方波顶部脉冲为目的，将一些内部emi消除电路新技术应用于新产品中：
（1）dither。扩展频谱技术，即在规定范围内，周期性调整三角波采样时钟频率，基波和高次谐波避开敏感频段，使输出频谱能量平坦分散；
（2）增加主动辐射限制电路，输出瞬变时，主动控制输出mosfet栅极，以避免后级感性负载续流引起高频辐射。
2．3 印制板pcb布局设计规则
（1）因输出信号含大量高频方波，需将加入的低失真、低插入损耗lc滤波电容和铁氧体电感低通滤波器件紧密靠近功放，将承载高频电流的环路面积减至最小，以降低瞬态emi辐射。
（2）因输出电流大，音频输出线径要宽，线长要减短，故需降低无源电阻rp和滤波器电阻rf，提高负载电阻rl比值，提高输出效率。
（3）pcb底部是热阻最低的散热通道，功放底部裸露散热铜皮面积要大，应尽可能在敷铜块与临近具有等电势的引脚以及其他元件间多覆铜，裸露焊盘相接的敷铜块用多个过孔连接到pcb板背面其他敷铜块上，该敷铜块在满足系统信号走线要求下，应具有尽可能大的面积，以保证芯片内核通过这些热阻最低的敷铜区域有最佳散热特性。
（4）大电流器件接地端附近，多加过孔，信号若跨接于pcb两层间，多加过孔提高连接可靠性，降低导通阻抗。
（5）信号输入端元件焊盘和信号线与输出端保持适当间距，关键反馈网络器件置放在输入／输出pcb布局模块中间，防止输出端emi幅射影响输入端小信号。
（6）地线、电源线远离输入／输出级，采用单点接地方法。
3 基于上述要素的绿色能效d类功放tfa9810t设计应用
3．1 tfa9810t内部结构
tfa9810t是nxp公司推出的双通道额定输出2×12 w的高效class-d类功放，主要由两组全桥功率放大器（full-bridge）、驱动前端、逻辑控制、ovp／ocp／otp等保护电路、全差分输入比较器、供电模块等构成，如图7所示。
其具备如下特点：可取消散热器，有很高的可靠性，8～20 v单电源供电，外部增益可调，待机节能状态的供电电流为微安级，耗能很小等。非常适合应用于平板类电视产品、多媒体系统、无线音频领域。
3．2 模拟输入级设计
tfa9810t输入端采用可抑制共模干扰的全差分输入电路。以图8 amp-rin输入端为例，ra128／ra133／ca139构成负反馈低通滤波器，用于衰减反馈信号中高频载波成分。增加低频成分反馈量，特别是直流成分。有效改善了零输入时因输入信号直流电平与比较器门限电压差异形成的占空比误差，调整ra128也可实现tfa9810t增益控制，使au（db）=20log（vout／vin）≌20log（ra128／ra132）。器件ca153／ra132／ra133及tfa9810t内阻构成高通滤波器，用于对输入信号的缓冲。若ca153容值过小，会影响低频响应，理论确定公式为：
本设计取值1 μf，确定低端频率为16 hz，若该频率定得太高，低端输入电抗（如在20 hz）会太大，可能导致输出端较大噪声和直流偏移噪声（plop-noise）。反馈信号与经过缓冲的输入音频比较后，通过ra133进入tfa9810t进行pwm调制。为避免图8中rin／lin输入信号频率因半导体非线性产生和频和差频，导致输出端出现啸叫声，则通过调整电容ca123／ca145，将两路载波频率调差50 khz左右。本设计中将取ca123=22 pf，ca145=47 pf，实现了rin／lin载频相差50 khz。
3．3 输出级lpf低通滤波设计
tfa9810t输出端低通滤波器采用二阶巴特沃思滤波器方式，实际的巴特沃思二阶滤波器由图9中rca类电子元器件ca135／ra145／ca136／la5／ca137／ca138／ra148／ca159／ca140／ca141／ra152／la6／ca142／ca144等构成，对pwm方波中15 hz～20 khz音频成分表现为直通效应，对超过音频范围的20 khz以上高频成分呈现-12 db／倍频程滚降率。
简化模型中，由lse和cse，r，c1构成基本巴特沃思滤波器，r和c1又构成有zobel network的消峰电路，用于去除高频时尖峰脉冲干扰。
3．4 温升测试
本设计功放tfa9810t的直流电源供电15．2 v，工作环境温度为20℃，音频系统输入为2vp未调制的1 khz单音频信号，匹配负载为8 ω扬声器，调整音频输出功率21 w，持续工作30 min，使用温度测试设备测得tfa9810t壳体中央最高温度为45℃，温升仅25℃，无需再增加散热片。
3．5 音频a／d／a测试分析
图10测试了tfa9810t功放音频输入端为1 khz的2v。单音频信号波形，输出端扬声器端到gnd间为12．84v。，图9中lpf。滤波前功放输出的pwm波形。图11～图13分别拓展了图10中a／b／c区。
由图10～图13可知，输入波形叠加有高频杂波。说明前端引入不良干扰，需进一步分析改进；输出波形平滑，无交越失真，deadtime特性较好；输入／输出正弦波相位相反，直接由电阻ra128等形成闭环负反馈通路，降低了噪声干扰，并进行增益控制。a，b，c区的拓展图输出正弦波峰、波谷、s区域处pwm的频率分别为238．8 khz，224．9 khz，626．4 khz，占空比不同，符合三角波采样特性。图中波峰、波谷处pwm脉冲fall下降沿和rise上升沿更为陡峭，相比s形区域，包含大量高频谐波，易引起emi辐射，但通过巴特沃思二阶滤波器滤波后，输出正弦波良好，无明显高频杂波迭加，emc测试也无明显对外辐射频率，满足了设计需要。
3．6 功率、效率测试
图14测试了在图10状态下功放tfa9810t的供电电压、电流实际波形。
由图10可知，功放单端输出功率为：
4 结 语
介绍了模拟全桥d类功放拓扑结构，详细探讨了通过二阶巴特沃思滤波器设计和功放pcb布局，抑制了因deadtime等产生的emi。最后基于nxp公司d类功放tfa9810t，实现了一种新型绿色能效双通道d类音频放大器设计。仿真和测试结果表明，在供电电压约为15 v时，放大器可向两8 ω扬声器提供10 w×2的输出功率，转换效率达90％，总谐波失真小于7％，1 khz正弦波音频输出无交越失真，无明显emi干扰，功放壳体相对温升25℃。随着当今社会节约能源的要求，该类绿色能效设计将在未来几年达到更广泛的应用。
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d功放是基于脉冲宽度调制技术的开关放大器，包括脉冲宽度调制器（几百千赫兹开关频率），功率桥电路，低通滤波器。本文从构成、拓扑结构对比、mosfet的选择与功率损耗、失真和噪音产生、音频性能等d类音频功率放大器设计有关的基础问题作分析，并例举d类功率放大器参考设计。
1、 d类功放基本构成
目前有很多种不同种类的功放，如：a类、b类、ab类等。但d类功放与其不同的是基本是一个开关功放或者是脉宽调制功放。为此，主要将对说明这类d类功放作以说明。
在这种d类功放中，器件要么完全导通，要么完全关闭，大幅度减少了输出器件的功耗，效率达90-95%都是可能的。音频信号是用来调制pwm载波信号，其载波信号可以驱动输出器件，用最后的低通滤波器去除高频pwm载波频率。
众所周知， a类、b类和ab类功放均是线形功放，那么d类功放与它们究竟有什么不同？我们首先应作讨论。图1是d功放原理框图，在一个线性功放中信号总是停留在模拟区，输出晶体管（器件）担当线性调整器来调整输出电压。这样在输出器件上存在着电压降，其结果降低了效率。
而d类功放采用了很多种不同的形式，一些是数字输入，还有一些是模拟输入，在这里我们将集中讨论一下模拟输入。
上面图1显示的是半桥d类功放的基本功能图，其中给出了每级的波形。电路运用从半桥输出的反馈来补偿母线电压的变化。那末d类功放是如何工作的呢？d类功放的工作原理和pwm的电源是相同的，我们假设输入信号是一个标准的音频信号，而这个音频信号是正弦波，典型频率从20hz到20khz范围。这个信号和高频三角或锯齿波形相比可以产生pwm信号，见图2a中所示。这个pwm信号被用来驱动功率级，产生放大的数字信号，最后一个低通过滤波器被用在这个信号上来滤掉pwm载波频率，重新得到正弦波音频信号，见图2b中所示。
2、 从拓扑结构对比-看线性和d类不同
值此将讨论线性功放（a类和ab类）和d类数字功放的不同之处。这两者之间主要的不同是效率，这也是为什么要发明d类功放的原因。线性功放就其性能而言具有固有的线性，但是即使是ab功放其效率也只有50%，而d类功放的效率很高，在实际的设计中达90%。
增益-线性功放增益不受母线电压影响而变化，然而d类功放的增益是和母线电压成比例的。这就意味着d类功放的电源抗扰比率是0db，而线性的psrr（电源供应抑制比率）就很好。在d类功放中普遍用反馈来补偿母线电压变化。
能量流向-在线性功放中，能量是从电源到负载，虽然在全桥d类功放中也是这样，但半桥d类功放还是不同的，因为能量可以双向流动而导致“母线电压提升”现象产生，这样会造成母线电容被从加载来的能量充电。这个主要发生在低频上，如低于100hz是这样。
3、 d类功放与buck降压转换器类拓扑差异
在d类功放和同步降压转换器拓扑原理作如图3所示。这两个电路之间的主要不同有三：其一、对于同步降压转换器，其基准电压来自反馈电路的慢慢变化的稳定电压;而d类功放的参考信号是一个不断变化的音频信号。也就是说，同步降压转换器的占空比是相对稳定的，而d类以围绕50%占空比不断地改变。其二、在同步降压转换器中负载电流的方向总是朝着负载，即电感电流为单向，见图3左所示。但是在d类功放中电流是朝着两个方向的，即电感电流为双向，见图3右所示。最后的不同是mosfet的优化方式。同步降压转换器对于高低端的晶体管有着不同的优化，较长的周期需要较低的rds（on），而较短的周期需要低的qg（栅极电荷），即两个开关作用不同。但d类功放对两个mosfet有着相同的优化方式。高低端器件有相同的ras（on），即两个开关作用相同。
4、 d类功放中mosfet的选择
在功放中要达到高性能的关键因素是功率桥电路中的开关。在开关过程中产生的功率损耗、死区时间和电压、电流瞬时毛刺等都应该尽可能的最小化来改善功放的性能。因此，在这种功放中开关要做到低的电压降，快速的开关时间和低杂散电感。
由于mosfet开关速度很快，对于这种功放它是你最好的选择。它是一个多数载流子器件，相对于igbt和bjt它的开关时间比较快，因而在功放中有比较好的效率和线性度。而mosfet的选择是基于功放规格而定。因而在选择器件以前要知道输出功率和负载阻抗（如100w 8ω），功率电路拓扑（如半桥梁或全桥），调制度（如89%—90%）。
5、 mosfet中的功率损耗
功率开关中的损失在ab线性功放和d类功放之间是截然不同的。首先看一下在线性ab功放中的损耗，其损耗可以定义如下：
k是母线电压与输出电压的比率。
对于线性功放功率器件损耗，可以简化成下面的公式：
需要说明的是ab功放功率损耗与输出器件参数无关。
现在一起看一下d类功放的损失，在输出器件中的全部损耗如下：
ptotal=psw+pcond+pgd
psw是开关损耗
pcond是导通损耗，
pgd是栅极驱动损耗
从上式可看于d类功放的输出损耗是根据器件的参数来定的，即基于qg（栅极电荷）、rds（on）（静态漏源通态电阻）、coss（mosfet的输出电容）和tf（mosfet下降时间），所以减少d类功放损耗应有效选择器件，图4是d类功放的功率损耗和k的函数关系。
6、 半桥和全桥结构拓扑的对比
和普通的ab类功放相似，d类功放可以归类成两种拓扑，分别是半桥和全桥结构。每种拓扑都各有利弊。简而言之，半桥简单，而全桥在音频性能上更好一些，全桥拓扑需要两个半桥功放，这样就需要更多的元器件。尽管如此，桥拓扑的固有差分输出结构可以消除谐波失真和直流偏置，就像在ab功放中一样。一个全桥拓扑允许用更好的pwm调制方案，比如量化几乎没有错误的三水平pwm方案。
在半桥拓扑中，电源面临从功放返回来的能量而导致严重的母线电压波动，特别是当功放输出低频信号到负载时。能量回流到电源是d类功放的一个基本特性。在全桥中的一个臂倾向于消耗另一个臂的能量。所以就没有可以回流的能量。
7、 不完美失真和噪音产生
一个理想的d类功放没有失真，在可听波段没有噪音且效率足100%。然而，实际的d类功放并不完美并且会有失真和噪音。其不完美是由于d类功放产生的失真开关波形造成的。原因是：
*从调制器到开关级由于分辨率限制和时间抖动而导致的pwm信号中的非线性。
*加在栅极驱动上的时间误差，如死区时间，开通关断时间，上升下降时间。
*开关器件上的不必要特征，比如限定电阻，限定开关速度或体二极管特征。
*杂散参数导致过度边缘的震荡。
*由于限定的输出电阻和通过直流母线的能量的反作用而引起得电源电压波动
*输出lpf中的非线性。
一般来讲，在栅极信号中的开关时间误差是导致非线性的主要原因。特别是死区时间严重影响了d类功放的线性。几十纳秒少量的死区时间很容易就产生1%以上的thd（总谐波失真），见图5（c）所示。
8、 死区时间（见图5（a）所示是如何影响非线性的）
其图5（a）（b）（c）为死区时间（或称延时时间）对失真的影响示意图。d类输出级中的工作模式可以根据输出波形如何跟随输入时间可归类成三个不同的区域。在这三个不同的工作区，输出波形跟随高低端输入信号的不同边缘而变化的。
让我们检查一下第一个操作区（见图5c所示high side edges），在这里电流比电感器波纹电流还大时，输出电流就从d类功放流向负载。高端器件在低端器件开通之前关断，输出节点就会被转到负母线。这个过程与低端器件开通时间无关，它是通过从解调电感的换向电流自动造成的。因此输出波形与嵌入到低端器件开通前的死区时间无关。因此pwm波形只被嵌入到高端栅极信号的死区短路了，而造成所希望的输入占空比的轻微电压增益降低。
有个相似的情况发生在负工作区（见图5c所示low side edges），输出电流从加载流向d类功放。电流高于电感波纹电流。在这种情况下，输出波形的时间并没有受嵌入高端开通沿的死区时间的影响，而总是允许低端输入时间。因此，pwm波形只被嵌入到低端器件栅极信号的死区时间短路。
在以前描述的两个操作模式中存在一个区域，在这个区域中输出时间与死区时间是独立的。当输出电流小于电感波纹电流时，输出时间跟随每个输入的关断沿。因为在这个区域，是zvs（零电压开关）操作状态（见图5c所示falling edges），因此在中间区域就不会有失真。
当输出电流随着音频输入信号的不同而变化时，d类功放将改变它的操作区，这样每个都会有细小的不同增益。在音频信号的周期中的这三个不同区域增议会歪曲输出波形。
图5（b）显示的是死区时间如何影响thd性能的。一个40ns死区时间可以产生2%的thd。这个可以通过减小死区时间到15ns提高到0.2%。这个标志着更好线性与高低端开关器件转换过程的重要性。
9、 音频性能测量
有着aesl7网络过滤器的音频测量仪器是很必需的。当然，像传统音频分析器hp8903b，加上合适的前级低通滤波器也可以使用。在这里需要重要考虑的是d类功放的输出信号在其波形上仍然含有大量的开关载波频率，这样就造成错误的读取。这些分析器也许很难防止d类功放的载波泄露。
10、防止直通
尽管如此，一个狭窄的死区时间在大量生产中是很危险的。因为一旦高低端晶体管被同时打开，那么直流母线的电压就会被晶体管短路，大量的直通电流将开始流动，这便会导致器件损坏。我们应该注意到有效的死区时间对每个功放是不同的，与元件参数和芯片温度有关。对于一个d类功放的可靠设计来讲确保死区时间总是正的而决不是负的来防止晶体管进入直通，这是非常重要的。
11、关于电源吸收能量
另外一个在d类功放中引起明显降额的原因是母线充电，当半桥拓扑在给负载输出低频时可以看到。要时刻记住，d类功放的增益与母线电压直接成比例关系。因此，母线电压波动产生失真，而d类功放中的电流流动是双向的，则就存在了从功放返回到电源时期。大量流回到电源的能量来自于输出lpf的电感存储的能量。通常，电源没有办法吸收从负载回流过来的能量。因此，母线电压上升，造成电压波动。母线电压上升并不是发生在全桥拓扑上，因为从开关桥臂同储到由源的能源熔会在另一个桥臂消耗掉。
12、对emi（电磁辐射）的考虑
在d功放设计中的emi（电磁辐射）是很麻烦的，像在其他开关应用中一样。emi的主要来源之一是来自从高到低流动的mosfet二极管的反向恢复电荷，和电流直通很相象。在嵌入到阻止直通电流的死区过程中，在输出lpf中的电感电流打开体二极管。在下一个阶段中，当另外一端的mosfet在死区未打开时，体晶体管保持导通状态，除非储存的大量少数载波被完全复合。这个反向的恢复电流趋向于形成一个很尖的形状，和由于pcb板和封装杂散电感因起步希望的震荡。因此，pcb布线设计对减小emi和系统可靠性至关重要的。
13、d类功放中mosfet选择的其他考虑
*选择合适的封装和结构
*功放的thd、emi和效率，还受fet的体二极管影响。缩短体二极管恢复时间（工r的并联肖特基二级管的fet）;降低反向恢复电流和电荷，能改善thd;emi和效率。
*fet结壳热阻要尽可能小，以保证结温低于限制。
*保证较好可靠性和低的成本条件下，工作在最大结温。用绝缘包封的器件是直接安装还是用裸底板结构垫绝缘材料，依赖于它的成本和尺寸。
14、d类功放参考设计见图6所示
*拓扑：半桥
*选用ir2011s（栅极驱动ic，最高工作电压200v，io+/-为1.0a/1.0a，vout为10-20v，ton/off为80&60ns，延时匹配时间为20ns）;irfb23n15d （mosfet功率管id=23a，r ds=90mω，qg=37nc bv=150v to-220封装）
*开关频率：400khz（可调）
*额定输出：200w+200w/4欧
*thd:0.03%-1mhz半功率
*频率响应：5hz-40khz（-3db）
*电源：～220v±50v
*尺寸：4.0“×5.5”
15、结论
如果我们在选择器件时很谨慎，并且考虑到精细的设计布线，因为杂散参数有很大的影响，那么目前高效d类功放可以提供和传统的ab类功放类似的性能。
二、d类放大器散热注意事项
摘要：d类放大器相比ab类放大器具有更高的效率和更好的热性能。尽管如此，使用d类放大器时仍然需要慎重考虑其散热。本应用笔记分析了d类放大器的热性能，并通过几个常见的例子说明了良好的设计所应遵循的原则。
连续正弦波与音乐
在实验室评估d类放大器性能时，常使用连续正弦波作为信号源。尽管使用正弦波进行测量比较方便，但这样的测量结果却是放大器在最坏情况下的热负载。如果用接近最大输出功率的连续正弦波驱动d类放大器，则放大器常常会进入热关断状态。
常见的音源，包含音乐和语音，其rms值往往比峰值输出功率低得多。通常情况下，语音的峰值与rms功率之比（即波峰因数）为12db，而音乐的波峰因数为18db至20db。图1所示为时域内音频信号和正弦波的波形图，给出了采用示波器测量两者rms值的结果。虽然音频信号峰值略高于正弦波，但其rms值大概只有正弦波的一半。同样，音频信号可能存在突变，但正如测量结果所示，其平均值仍远低于正弦波。虽然音频信号可能具有与正弦波相近的峰值，但在d类放大器表现出来的热效应却大大低于正弦波。因此，测量系统的热性能时，最好使用实际音频信号而非正弦波作为信号源。如果只能使用正弦波，则所得到的热性能要比实际系统差。
图1. 正弦波的rms值高于音频信号的rms值，意味着用正弦波测试时，d类放大器的发热更大。
pcb的散热注意事项
在工业标准tqfn封装中，裸露的焊盘是ic散热的主要途径。对底部有裸露焊盘的封装来说，pcb及其敷铜层是d类放大器主要的散热渠道。如图2所示，将d类放大器贴装到常见的pcb，最好根据以下原则：将裸露焊盘焊接到大面积敷铜块。尽可能在敷铜块与临近的具有等电势的d类放大器引脚以及其他元件之间多布一些覆铜。本文的案例中，敷铜层与散热焊盘的右上方和右下方相连（如图2）。敷铜走线应尽可能宽，因为这将影响到系统的整体散热性能。
图2. d类放大器采用tqfn或tqfp封装时，裸露焊盘是其主要散热通道。
与裸露焊盘相接的敷铜块应该用多个过孔连到pcb背面的其他敷铜块上。该敷铜块应该在满足系统信号走线的要求下具有尽可能大的面积。
尽量加宽所有与器件的连线，这将有益于改善系统的散热性能。虽然ic的引脚并不是主要的散热通道，但实际应用中仍然会有少量发热。图3给出的pcb中，采用宽的连线将d类放大器的输出与图右侧的两个电感相连。在这种情况下，电感的铜芯绕线也可为d放大器提供额外的散热通道。虽然对整体热性能的改善不到10%，但这样的改善却会给系统带来两种截然不同的结果 - 即使系统具备较理想的散热或出现较严重的发热。
图3. d类放大器右边的宽走线有助于导热
辅助散热
当d类放大器在较高的环境温度下工作时，增加外部散热片可以改善pcb的热性能。该散热片的热阻必须尽可能小，以使散热性能最佳。采用底部的裸露焊盘后，pcb底部往往是热阻最低的散热通道。ic的顶部并不是器件的主要散热通道，因此在此安装散热片不划算。图4给出了一个pcb表贴散热片（218系列，由wakefield engineering提供）。该散热片焊接在pcb上，是兼顾尺寸、成本、装配方便性和散热性能的理想选择。
图4. 当d类放大器工作在较高环境温度下，可能需要如图示的smt散热片（图片来自wakefield engineering）。
热计算
d类放大器的管芯温度可以通过一些基本计算进行估计。本例中根据下列条件计算其温度：
tam = +40°c
pout = 16w
效率（η） = 87%
θja = 21°c/w
首先，计算d类放大器的功耗：
然后，通过功耗计算管芯温度tc，公式如下：
根据这些数据，可以推断出该器件工作时具有较为理想的性能。因为系统很少能正好工作在+25°c的理想环境温度下，因此应该根据系统的实际使用环境温度进行合理的估算。
负载阻抗
d类放大器mosfet输出级的导通电阻会影响它的效率和峰值电流能力。降低负载的峰值电流可减少mosfet的i²r损耗，进而提高效率。要降低峰值电流，应在保证输出功率，以及d类放大器的电压摆幅以及电源电压的限制的条件下，选择最大阻抗的扬声器，如图5所示。本例中，假设d类放大器的输出电流为2a，电源电压范围为5v至24v。电源电压大于等于8v时，4ω的负载电流将达到2a，相应的最大连续输出功率为8w。如果8w的输出功率能满足要求，则可以考虑使用一个12ω扬声器和15v供电电压，此时的峰值电流限制在1.25a，对应的最大连续输出功率为9.4w。此外，12ω负载的工作效率要比4ω负载的高出10%到15%，降低了功耗。实际效率的提高根据不同d类放大器而异。虽然大多数扬声器的阻抗都采用4ω或8ω，但也可采用其他阻抗的扬声器实现更高效的散热。
图5. 选择最佳的阻抗和电源电压使输出功率最大。
另外还需要注意音频带宽内负载阻抗的变化。扬声器是一个复杂的机电系统，具有多种谐振元件。换言之，8ω的扬声器只在很窄的频带内才呈现出8ω阻抗。在大部分音频带宽内，阻抗都会大于其标称值，如图6示。在大部分音频带宽内，该扬声器的阻抗都会远大于其8ω的标称值。然而，高频扬声器和分频网络的存在将降低阻抗值。因此必须考虑系统的总阻抗以确保足够的电流驱动能力和散热性能。
图6. 8ω阻抗、13cm口径扬声器的阻抗随频率改变而急剧变化。
结论
d类放大器的效率相比ab类放大器有很大提高。虽然这一效率优势降低了系统设计时对散热性能设计的要求，但仍然不能完全忽视系统散热。但是，如果能够遵循良好的设计原则并且设定合理的设计目标，使用d类放大器可使音频系统设计更简单。
三、数字功放与d类功放、模拟功放的区别
1、数字功放与d类功放的区别
常见d类功放（pwm功放）的工作原理：pwm功放只能接受模拟音频信号，用内部三角波发生器产生的三角波和它进行比较，其结果就是一个脉宽调制信号（pwm），然后将pwm信号放大并还原成模拟音频信号。因此，pwm功放是用脉冲宽度对模拟音频幅度进行模拟的，其信息的传递过程是模拟的、非量化的、非代码性的。并且由于目前器件性能的限制，pwm功放不可能采用太高的采样频率，在性能指标上尚达不到hi-fi级的水平。而数字功放采用一些宽度固定的脉冲来数字地量化、编码模拟音频信号，使音频信号的还原更为真实。
2、数字功放和模拟功放的区别
数字功放由于工作方式与传统模拟功放完全不同，因此克服了模拟功放固有的一些缺点，并且具备了一些独有的特点。
1. 过载能力与功率储备
数字功放电路的过载能力远远高于模拟功放。模拟功放电路分为a类、b类或ab类功率放大电路，正常工作时功放管工作在线性区；当过载后，功放管工作在饱和区，出现谐波失真，失真程度呈指数级增加，音质迅速变坏。而数字功放在功率放大时一直处于饱和区和截止区，只要功放管不损坏，失真度不会迅速增加，如图1所示。
图1 全数字功放与普通功放过载失真度比较
由于数字功放采用开关放大电路，效率极高，可达75%“90%（模拟功放效率仅为30%”50%），在工作时基本不发热。因此它没有模拟功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之前后无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特性，瞬态响应好，“爆棚感”极强。
2. 交越失真和失配失真
模拟b类功放在过零失真，这是由于晶体管在小电流时的非线性特性而引起的在输出波形正负交叉处的失真（小信号时晶体管会工作在截止区，无电流通过，导致输出严重失真）。而数字功放只工作在开关状态，不会产生交越失真。
模拟功放存在推挽对管特性不一致而造成输出波形上下不对称的失配失真，因此在设计推挽放大电路时，对功放管的要求非常严格。而数字功放对开关管的配对无特殊要求，基本上不需要严格的挑选即可使用。
3. 功放和扬声器的匹配
由于模拟功放中的功放管内阻较大，所以在匹配不同阻值的扬声器时，模拟功放电路的工作状态会受到负载（扬声器）大小的影响。而数字功放内阻不超过0.2ω（开关管的内阻加滤波器内阻），相对于负载（扬声器）的阻值（4“8ω）完全可以忽略不计，因此不存在与扬声器的匹配问题。
4. 瞬态互调失真
模拟功放几乎全部采用负反馈电路，以保证其电声指标，在负反馈电路中，为了抑制寄生振荡，采用相位补偿电路，从而会产生瞬态互调失真。数字功放在功率转换上没有采用任何模拟放大反馈电路，从而避免了瞬态互调失真。
5. 声像定位
对模拟功放来说，输出信号和输入信号之间一般都存在着相位差，而且在输出功率不同时，相位失真亦不同。而数字功放采用数字信号放大，使输出信号与输入信号相位完全一致，相移为零，因此声像定位准确。
6. 升级换代
数字功放通过简单地更换开关放大模块即可获得大功率。大功率开关放大模块成本较低，在专业领域发展前景广阔。
7. 生产调试
模拟功放存在着各级工作点的调试问题，不利于大批量生产。而数字功放大部分为数字电路，一般不需调试即可正常工作，特别适合于大规模生产。
3、数字功放和“数字化”功放、“数码”功放的区别
所谓的“数字化”功放只是在前置级上采用数字信号处理的方式，在模拟音频信号或数字音频信号输入后，采用现有的数字音频处理集成电路，实现一些比如声场处理、数字延时、混响等功能，最后再通过模拟功率放大模块进行音频放大。其典型电路框图如图2所示。由图2可知，其各模块的接口都是采用模拟方式。而数字声场处理模块的大致原理框图如图3所示。
图2 数字化功放电路的组成框图 图3 数字声场处理模块原理框图
虽然目前各集成电路厂家都推出了数字声场处理、数字卡拉ok和数字杜比解码集成电路。但是由于目前功放大都只能接收模拟音频信号，所以各集成电路的接口也大多是模拟的，这就需要反复地进行模/数、数/模转换，由此会引入量化噪声，使音质恶化。
全数字功放除了针对扬声器的接口以外（这是因为目前扬声器都只能接受模拟音频信号），音频信号在功放内部都是以数字信号的方式进行处理（包括功率放大）；对于模拟音频信号，必须转化成数字信号后才能进行处理。
在已经具备数字音频的时代推出数字功放，将可能对音响技术的发展产生重大影响。
四、新型绿色能效d类音频放大器设计应用
引 言
多媒体时代，传统a类、b类、ab类线性模拟音频放大器因效率低，能耗大，已不能满足电子视听类lcd／pdp／oled／lcos／pda等绿色节能、高效、体积小等新发展趋势，而非线性音频放大器件class-d类功放因具备节能、高效率、高输出功率、低温升效应、占用空间小等优点，将被纳入越来越多新产品设计中。d类放大器架构上分半桥非对称型和全桥对称型，而全桥类相对半桥型具有高达4倍的输出功率，更为高效；从信号适应上分模拟型和i2s全数字型，因全数字型尚处发展阶段，成本高，而模拟型因成本优势将在未来几年处于应用主流。本文重点剖析了全桥模拟型d类功放设计要素，实现了一种基于nxp公司新型绿色能效模拟d类功放tfa9810t电路设计，并重点对绿色节能高效、高输出功率、低温升效应、pcb布局、emi抑制几个方面进行总结分析。
1 d类功率放大器原理特点
1．1 d类放大器系统结构
d类放大器由积分移相、pwm调制模块、g栅级驱动、开关mosfet电路、logic辅助、输出滤波、负反馈、保护电路等部分组成。流程上首先将模拟输入信号调制成pwm方波信号，经过调制的pwm信号通过驱动电路驱动功率输出级，然后通过低通滤波滤除高频载波信号，原始信号被恢复，驱动扬声器发声，如图1所示。
1．2 调制级（pwm-modulation）
调制级就是a／d转换，对输入模拟音频信号采样，形成高低电平形式数字pwm信号。图2中，比较器同相输入端接音频信号源，反向端接功放内部时钟产生的三角波信号。在音频输入端信号电平高于三角波信号时，比较器输出高电平vh，反之，输出低电平vl，并将输入正弦波信号转换为宽度随正弦波幅度变化的pwm波。这是d类功放核心之一，必须要求三角波线性度好，振荡频率稳定，比较器精度高，速度快，产生的pwm方波上升、下降沿陡峭，深入调制措施参见文献［2］。
1．3 全桥输出级
输出级是开关型放大器，输出摆幅为vcc，电路结构如图3所示。将mosfet等效为理想开关，关断时，导通电流为零，无功率消耗；导通时，两端电压依然趋近为零，虽有电流存在，但功耗仍趋近零；整个工作周期，mosfet基本无功率消耗，所以理论上d类功放的转换效率可接近100％，但考虑辅助电路功耗及mosfet传导损耗，整体转换效率一般可达90％左右。因为转换效率很高，所以芯片本身消耗的热能小，温升也才很小，完全可以不考虑散热不良，因此被称为绿色能效d类功放。
对全桥，进一步减小导通损耗，要使mosfet漏源的导通电阻ron尽量小。选取低开关频率和栅源电容小的mosfet，加强前置驱动器的驱动能力。
1．4 lpf低通滤波级
lpf滤波器可消除pwm信号中电磁干扰和开关信号，提高效率，降低谐波失真，直接影响放大器带宽和thd，必须设置合适截止频率和滤波器滚降系数，以保证音频质量。对于视听产品，20 hz～20 khz为可听声；低于20 hz为次声；高于20 khz为超声。应用中一般设置截止频率为30 khz，这个频率越低，信号带宽越窄，但过低会损伤信号质量，过高会有噪声混入。常用lpf滤波器一般有巴特沃思滤波器、切比雪夫滤波器、考尔滤波器三种。巴特沃思滤波器在通带bw内最大平坦幅度特性好，易实现，因此视听产品多采用等效内阻小，输出功率大的lc二阶巴特沃思滤波器如图4所示。
1．5 负反馈
负反馈是lpf电路，将检测到的输出级音频成分反馈到输入级，与输入信号比较，对输出信号进行补偿、校正、噪声整形，以此改善功放线性度，降低电源中纹波（电源抑制比，psrr）。负反馈可减小通带内因脉冲宽度调制、输出级和电源电压变化而产生的噪声，使输出pwm中低频成分总能与输入信号保持一致，以得到很好的thd，使声音更加丰富精确。
1．6 功耗效率分析
d类效率在thd《7％情况下，可达85％以上效率，远高于普及使用的最大理论效率78.5％的线性功放。根本原因在于输出级mosfet完全工作在开关状态。理论上，d类功放效率为：
假设d类功放mosfet导通电阻为ron，所有其他无源电阻为rp，滤波器电阻为rf，负载电阻为rl，则不考虑开关损耗的效率为：
式中：fosc是振荡器频率；ton和toff分别是mosfet开、关频率。此时效率为：
由上述公式得知，d类功放中负载rl，相对其他电阻，比值越大效率越高；mosfet作为续流开关，所消耗的功率几乎等于mosfet导通阻抗上i2ron损耗和静态电流总和，相比较输出到负载的功率几乎可忽略。所以，其效率远高于线性功放，如图5所示。非常适应现今绿色节能的要求，适合被平板等数字视听产品规模使用。
2 d类功放需要注意的关键点
在d类设计应用中需注意以下几点：
2．1 deadtime（死区校正）
全桥mosfet管轮流成对导通，理想状态一对导通，另一对截止，但实际上功率管的开启关断有一个过程。过渡过程中，必有一瞬间，如图3所示，在in1／in3尚未彻底关断时in2／in4就已开始导通；因mosfet全部跨接于电源两端，故极端的时间内，可能会有很大的电压电流同时加在4个mosfet上，导致功耗很大，整体效率下降，而且器件温升加剧，烧坏mosfet，降低可靠性。为避免两对mosfet同处导通状态，引起有潜在威胁的很大短路电流，应保证一对mosfet导通和另一对mosfet截止期间有一个很短的停滞死区时间（dead-time），这个时间由logic逻辑控制器控制，以有效保证一组mosfet关断后，另一组mosfet再适时开启，减小mosfet损耗，提高放大器效率。
但deadtime设置不当，将出现如下问题：
（1）输出信号中将产生毛刺，造成电磁干扰，也即死区时间内，in1／in3都关断。完全失控的输出电压将受到图6（a）中体二极管电流的影响（体二极管电流的形成，参见下文emi节），输出波形中将出现毛刺干扰。
（2）deadtime过大，输出波形中出现的毛刺包含的能量将持续消耗在体二极管中，以热能形式消耗能量，严重影响芯片工作稳定性和输出效率。
（3）deadtime过长，影响放大器线性度，造成输出信号交越失真，时间越长，失真越严重。
2．2 emi（electro-magnetic interference）
emi主要由mosfet体二极管反向恢复电荷形成，具体产生机理如图6所示。
第一阶段，mp1-mosfet导通，有电流流过mosfet和后级lpf电感；第二阶段，全桥进入dead-time期间，mp1本身关断，但其体二极管依然导通，保证后级电感继续续流；第三阶段，deadtime期结束，mn1导通瞬间，若mp1体二极管存储的剩余电荷尚未完全释放，则瞬间释放上一次导通期间未释放的存储电荷，导致反向恢复电流激增，此电流趋向于形成一个尖脉冲，最终体现在输出波形上，如图6（b）所示。因此，输出频谱会在开关频率以及开关频率倍频处包含大量频谱能量，对外形成emi。
为抑制emi，以降低输出方波频率，减缓方波顶部脉冲为目的，将一些内部emi消除电路新技术应用于新产品中：
（1）dither。扩展频谱技术，即在规定范围内，周期性调整三角波采样时钟频率，基波和高次谐波避开敏感频段，使输出频谱能量平坦分散；
（2）增加主动辐射限制电路，输出瞬变时，主动控制输出mosfet栅极，以避免后级感性负载续流引起高频辐射。
2．3 印制板pcb布局设计规则
（1）因输出信号含大量高频方波，需将加入的低失真、低插入损耗lc滤波电容和铁氧体电感低通滤波器件紧密靠近功放，将承载高频电流的环路面积减至最小，以降低瞬态emi辐射。
（2）因输出电流大，音频输出线径要宽，线长要减短，故需降低无源电阻rp和滤波器电阻rf，提高负载电阻rl比值，提高输出效率。
（3）pcb底部是热阻最低的散热通道，功放底部裸露散热铜皮面积要大，应尽可能在敷铜块与临近具有等电势的引脚以及其他元件间多覆铜，裸露焊盘相接的敷铜块用多个过孔连接到pcb板背面其他敷铜块上，该敷铜块在满足系统信号走线要求下，应具有尽可能大的面积，以保证芯片内核通过这些热阻最低的敷铜区域有最佳散热特性。
（4）大电流器件接地端附近，多加过孔，信号若跨接于pcb两层间，多加过孔提高连接可靠性，降低导通阻抗。
（5）信号输入端元件焊盘和信号线与输出端保持适当间距，关键反馈网络器件置放在输入／输出pcb布局模块中间，防止输出端emi幅射影响输入端小信号。
（6）地线、电源线远离输入／输出级，采用单点接地方法。
3 基于上述要素的绿色能效d类功放tfa9810t设计应用
3．1 tfa9810t内部结构
tfa9810t是nxp公司推出的双通道额定输出2×12 w的高效class-d类功放，主要由两组全桥功率放大器（full-bridge）、驱动前端、逻辑控制、ovp／ocp／otp等保护电路、全差分输入比较器、供电模块等构成，如图7所示。
其具备如下特点：可取消散热器，有很高的可靠性，8～20 v单电源供电，外部增益可调，待机节能状态的供电电流为微安级，耗能很小等。非常适合应用于平板类电视产品、多媒体系统、无线音频领域。
3．2 模拟输入级设计
tfa9810t输入端采用可抑制共模干扰的全差分输入电路。以图8 amp-rin输入端为例，ra128／ra133／ca139构成负反馈低通滤波器，用于衰减反馈信号中高频载波成分。增加低频成分反馈量，特别是直流成分。有效改善了零输入时因输入信号直流电平与比较器门限电压差异形成的占空比误差，调整ra128也可实现tfa9810t增益控制，使au（db）=20log（vout／vin）≌20log（ra128／ra132）。器件ca153／ra132／ra133及tfa9810t内阻构成高通滤波器，用于对输入信号的缓冲。若ca153容值过小，会影响低频响应，理论确定公式为：
本设计取值1 μf，确定低端频率为16 hz，若该频率定得太高，低端输入电抗（如在20 hz）会太大，可能导致输出端较大噪声和直流偏移噪声（plop-noise）。反馈信号与经过缓冲的输入音频比较后，通过ra133进入tfa9810t进行pwm调制。为避免图8中rin／lin输入信号频率因半导体非线性产生和频和差频，导致输出端出现啸叫声，则通过调整电容ca123／ca145，将两路载波频率调差50 khz左右。本设计中将取ca123=22 pf，ca145=47 pf，实现了rin／lin载频相差50 khz。
3．3 输出级lpf低通滤波设计
tfa9810t输出端低通滤波器采用二阶巴特沃思滤波器方式，实际的巴特沃思二阶滤波器由图9中rca类电子元器件ca135／ra145／ca136／la5／ca137／ca138／ra148／ca159／ca140／ca141／ra152／la6／ca142／ca144等构成，对pwm方波中15 hz～20 khz音频成分表现为直通效应，对超过音频范围的20 khz以上高频成分呈现-12 db／倍频程滚降率。
简化模型中，由lse和cse，r，c1构成基本巴特沃思滤波器，r和c1又构成有zobel network的消峰电路，用于去除高频时尖峰脉冲干扰。
3．4 温升测试
本设计功放tfa9810t的直流电源供电15．2 v，工作环境温度为20℃，音频系统输入为2vp未调制的1 khz单音频信号，匹配负载为8 ω扬声器，调整音频输出功率21 w，持续工作30 min，使用温度测试设备测得tfa9810t壳体中央最高温度为45℃，温升仅25℃，无需再增加散热片。
3．5 音频a／d／a测试分析
图10测试了tfa9810t功放音频输入端为1 khz的2v。单音频信号波形，输出端扬声器端到gnd间为12．84v。，图9中lpf。滤波前功放输出的pwm波形。图11～图13分别拓展了图10中a／b／c区。
由图10～图13可知，输入波形叠加有高频杂波。说明前端引入不良干扰，需进一步分析改进；输出波形平滑，无交越失真，deadtime特性较好；输入／输出正弦波相位相反，直接由电阻ra128等形成闭环负反馈通路，降低了噪声干扰，并进行增益控制。a，b，c区的拓展图输出正弦波峰、波谷、s区域处pwm的频率分别为238．8 khz，224．9 khz，626．4 khz，占空比不同，符合三角波采样特性。图中波峰、波谷处pwm脉冲fall下降沿和rise上升沿更为陡峭，相比s形区域，包含大量高频谐波，易引起emi辐射，但通过巴特沃思二阶滤波器滤波后，输出正弦波良好，无明显高频杂波迭加，emc测试也无明显对外辐射频率，满足了设计需要。
3．6 功率、效率测试
图14测试了在图10状态下功放tfa9810t的供电电压、电流实际波形。
由图10可知，功放单端输出功率为：
4 结 语
介绍了模拟全桥d类功放拓扑结构，详细探讨了通过二阶巴特沃思滤波器设计和功放pcb布局，抑制了因deadtime等产生的emi。最后基于nxp公司d类功放tfa9810t，实现了一种新型绿色能效双通道d类音频放大器设计。仿真和测试结果表明，在供电电压约为15 v时，放大器可向两8 ω扬声器提供10 w×2的输出功率，转换效率达90％，总谐波失真小于7％，1 khz正弦波音频输出无交越失真，无明显emi干扰，功放壳体相对温升25℃。随着当今社会节约能源的要求，该类绿色能效设计将在未来几年达到更广泛的应用。
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