LTC2387驱动器：跨阻放大器 / 驱动器
这是营销学称之为“寻找问题的解决方案”的经典案例。这是针对实际信号如何实现ltc2387的全部snr的一个例子。来自低电平电路、传感器或现实世界的大多数信号都需要显著的增益才能产生8vp-p差分，在这种情况下，90+ db snr将是难以捉摸的。此示例适用于高功率光学应用。本笔记中描述的电路是一个复合跨阻放大器，后接一个共模伺服，类似于本系列第二部分和“用于成像的近噪声adc驱动器”（lt journal 2013年7月）中所述的电路。
本例具有10k跨阻增益，就snr而言，实现了几乎透明的工作，产生的本底噪声比满量程双极性正弦波低95.1 db。我以这种特殊的方式陈述这一点是有原因的。虽然跨阻增益级为10k，但在共模伺服中随之衰减，将0-10v偏移减小至0-4v。虽然它产生的本底噪声是本系列中发布的驱动器中最低的，但必须将其识别为主要用于单极性信号。我所目睹的许多跨阻放大器方案都采用了大量复杂性，以引入尽可能接近50%满量程的失调，以尝试使用adc的整个输入范围;通常会在设计中增加噪声、非线性、电路板面积、成本、重量、上市时间、故障模式和功耗。相反，他们通常可以简单地使用更高分辨率的adc来获得相同的动态范围。
至少在这种情况下，可以说丢弃一半输入范围的最大好处是双极性零点处的低1/f区域。该adc在双极性零点时的1/f噪声非常小，但在满量程时，基准电压源中的1/f噪声会发挥作用。该设计还具有低失调和失调漂移，但提供高达几mhz的低失真。在高照明水平下具有低1 / f噪声，甚至低噪声宽带似乎毫无意义，因为大多数光源的噪声似乎远远超出了光本身，由于散粒噪声而产生噪声。光的噪声性质在较高的跨阻增益下变得更加明显，可能使高跨阻增益下的snr损失更容易接受。当然，固态激光器非常嘈杂。此外，apd和光电倍增管在照明下非常嘈杂，因为即使是理想的光子倍增也会随着信号一起产生散粒噪声的放大。此外，乘法并不理想。黑暗中的低噪声特性对于高动态范围脉冲拉伸应用非常重要，在这些应用中，非常短的脉冲会导致被噪声掩盖的最小幅度。
因此，重申snr声明：作为单极性adc，该设计可实现89.1 db snr。还是不错。
实际上，放大器并不是单极性的。在图2所示的群体中，双极性零点以下有足够的可用范围来容纳约–15dbfs的信号功率。这有望适应脉冲应用中可能遇到的交流耦合噪声或干扰源、二极管泄漏、下冲或直流基线恢复。事实上，它基本上能够实现双极性操作，这是一个适当的电源电压问题。例如，如果与接收左右偏振光的成对光电二极管一起使用，它可以是完全双极的。
图 1 从左到右的 tia/驱动器器件原型 ltc6268、lt1227、lt1395
基本原理是使用尽可能高的跨阻增益，然后通过共模伺服衰减到adc，即使adc输入范围可能已经很大。在tia中，信号与跨阻增益成正比，而噪声与跨阻增益的平方根成正比。极端情况下，使用具有高输出偏移能力的第二个放大器，高跨阻增益下的snr可能相当高。glen brisebois发表了一个涉及50v电源的例子，引起了一些争议。tia 本身是一个复合放大器，由 ltc6268 500 mhz fet 放大器组成，然后是 lt1227，后者是一款 36v 电流反馈放大器，用于开发高信号摆幅和反馈。事实上，lt1227 提供了用于驱动 adc 的信号电源。以更高电压放大器的形式将其推向荒谬的极端对于某些应用可能是有意义的。
ltc®6268 是一款采用低电压工艺制造的快速 fet 放大器，总电源限制为 5v，或在第一种情况下为 +3v、–2v。这将无法产生足够的摆幅来产生高跨阻增益，从而达到我们想要的高动态范围。tia增益可以被视为在adc之前被共模伺服降低，但请记住，噪声和信号都会降低，因此snr的改进得以保留。跨阻级后的显著衰减也降低了fet电压噪声、失调和1/f区域的贡献。
图2 图1所示电路板的10k跨阻系数
该电路的跨阻增益为10k。tia本身旨在提供1 ma二极管电流，lt1227在0–10v时具有输出偏移。一些早期的fet放大器可能能够产生几乎这种信号摆幅，而无需复合放大器或复杂的电源情况。该偏移在adc上衰减至0–4v差分。来自tia的单端驱动通过可被视为guanella balun的固态类似物转换为adc的差分驱动。
在此跨阻增益下，第二级放大器 ltc1227 电流反馈放大器需要一个大约 13-15v 的正电源轨，vss 为 –3 至 –5v。较高的电源使 lt1227 能够产生 20-25v 电压聚丙烯，并且可以在不对snr或线性度造成太大影响的情况下实现更高的跨阻增益。我们已经测试了 40k、100k 和 200k 的跨阻增益，tia 和共模伺服之间的衰减也发生了相应的变化。
在10k跨阻增益和1 ma二极管电流下，除非二极管面积非常大，否则这些是高光学照明水平。高二极管电容将提高本底噪声，因为噪声增益由r决定蒂瓦特/2*pi*f*c二极管.在干涉仪中可能会遇到高光功率。
由于干涉仪涉及激光器，因此激光器的噪声似乎是一个限制因素。事实上，该前端可能有助于测量激光噪声水平。由于低电容二极管的有效面积小，光电二极管的满量程照明水平高于阳光直射。这可以解释为在阳光直射的情况下可以接收微弱的调制信号。阳光直射中存在的噪声可能被认为是一个绊脚石，但实际上，我们实验室中荧光灯中存在的80 khz杂散绝对值比光功率差50 db。此应用程序的娱乐价值很高，例如，我们可以看到，我们工作台上方灯具中的 3 个镇流器以略有不同的频率运行。这不是电噪声。
ltc2387 具有非常高的动态范围，因此预计动态范围将是线性的。然而，在光调制中没有发现高度的线性度。因此，我们将重点关注互调失真。线性度测试以多种方式进行。使用由 15k 电阻（在更高增益版本中为 100k）组成的电阻合路器（在更高增益版本中为 100k）馈入 j1 处的虚拟接地、由 2 × 15 pf 电容器组成的合路器进行双音测试，以及使用两个 red 发射器和一个光电二极管进行光学双音测试。对于 *–13dbfs 左右的两个音调，所有器件均可产生 –110 至 –115 dbfs 的 im3/5。 （*相当于 –7dbfs，但使用输入范围的 1/2） （直流或光偏置至 +1/2fs）
这两种传统的信号源测试都会提高噪声增益，从而降低反馈因子，从而可能提高过程的稳定性，并可能产生误导。但是，由两个15 pf电容组成的合路器与30 pf光电二极管的情况类似。根据过去的经验，我们设计了一个光学双色调实验来模拟实际操作条件。这使用了两个调制的红色led，cree xlamps，通过光电二极管的自由空间组合。使用 vishay temd5080x01 pin 光电二极管，im3 与通过高阻抗直接注入信号时看到的水平相似。
有证据表明，tia本身在这方面并不占主导地位，因为光电二极管的偏置对im产品有一定的影响，采样率也是如此，至少在200k版本中是这样。失真在较低频率下不会降低，这也免除了放大器的责任。对采样速率的敏感性表明，来自输出网络的返回在一定程度上损害了采样的线性度，并且输出滤波器可能存在改进的空间。输出网络中的不平衡可能会使共模伺服中的失真转换为差分形式，但平衡该网络的测试对im几乎没有影响。请注意，光学测试中的简单谐波失真非常高，我们只关注奇阶im。偶数阶im2产品不大，但由于这些产品可以组织成带外，例如，如果将其用于自由空间光通信或传感，并且使用调制带宽的激励限制为一个倍频程。使用直接序列扩频波形进行的测试表明，使用涉及此类调制的激励进行检测可能是实用的。
这些im的结果是通过高阻抗注入信号，暗示这种拓扑可用于检测高压交流或直流上的低幅度信号，使用非常高值的电阻器，延伸到兆欧姆。这与简单地衰减到您所说的传统差分放大器有何不同？如果带宽限制在20-30 khz，ltc6362可以以低得多的功耗和复杂性产生类似的结果，但这种复合tia产生的sfdr与2-3 mhz相当，是ltc6362带宽的100倍。这不会在偏移或 1/f 区域造成任何惩罚，后者可能是决定性因素。
如果r5的值明显高于跨阻增益设置电阻#r1，则电路的失调性能主要由ltc6268 fet放大器决定。然而，如果 ltc6268 周围有太多的本地反馈，则失调主要由 lt1227 主导。即使 ltc6268 配备没有本地 dc 反馈，adc 也不是重要的失调源。添加了本地反馈，以确保在没有各种电源的电源排序的情况下，adc不会过驱动。如果直流失调很关键，则不应有本地反馈（r5）。如果快速建立比失调更重要，则fet级周围应该有一些局部反馈。
偏移、失真和较小程度的噪声可能会受到通过共模伺服的信号路径中松散的公差分量的影响。输出网络中的电阻，至少r44和r45，最灵敏，应为0.1%。如果在黑暗中失调漂移至关重要，则fet的虚拟地可以提高到2.048v（移除r6，旋转r30以拾取j2上的偏置），在这种情况下，共模伺服不涉及电平偏移，只有共模交流抑制以及输出网络中电阻的容差， 在 ltc1227 的右侧，则不那么重要。然后，fet将在0-5v下工作。这已经在200k版本中进行了测试，并且在给定的采样率下，室温下的偏移变化不超过0.1 lsb。从adc的角度来看，10k版本中使用的滤波器吸收性很强，在这种情况下，失调与采样速率变化不大。在200k版本中，偏移受采样率的影响。200k版本的滤波器在噪声增益较高的混叠频段中提供了更多的抑制。这可以在时间允许的情况下进行改进，或者通过电路板旋转进行改进。从这个角度来看，adc的0.1lsb为3 μv。这完全在热电偶电压的范围内。这种拓扑结构在复合tia后具有显著衰减，不仅降低了对tia失调电压和fet中1/f噪声的灵敏度，还降低了对tia中热电偶效应的灵敏度。它确实表明r30和r31应该是同一类型的电阻。r30 被放大，以便在旋转时便于返工。两者应该是同一类型。这种失调灵敏度水平还要求输出网络以差分形式完全复制，因为担心从r31和r30到adc的两条路径中的不同金属。极低的偏移漂移、1/f 噪声和异种金属上的湍流气流对于分辨极短脉冲至关重要......伸。
在snr损失的情况下，也可以显著提高跨阻增益，以降低电流。在稍微较高的跨阻增益下，如果放大器的跨阻增益为40k，例如250μa的光电流产生25v，然后在共模伺服模式下衰减因子为6，则驱动器输出中的噪声密度仍将约为6 nv/rthz，并且会产生几乎相同的snr。v抄送然后必须接近 30v，事实上，ltc1227 级中的增益必须更高，约为 （vpeak/1.7）。非常高的跨阻增益可能需要使用ltc6268-10，经过补偿使其平坦到约50-60 mhz。 对于–10版本，低跨阻增益可能是一个坏主意。lt1227 输出端的高偏移似乎需要 ltc6268-10 中较高的环路增益来保持线性度。这需要在r1附近使用非常低值的零电容。已经评估了一个版本（下面以标记形式显示），并且性能良好，尽管可以预见地使用–10版本需要为每种类型的光电二极管定制补偿。–10 附近的零电容必须比二极管电容小一个数量级，甚至更多，因为主零电容会影响反馈因子。注意c12处的0.15pf。
图4 200k跨阻增益版本
在 10k 情况下，ltc1227 以一个 5.8 的同相增益工作，从而将过程中 fet 所需的输出偏移限制在大约 1.7v。来自 fet 的有限输出偏移要求 lt1227 级以较高的增益工作，例如，在 av=10.2 在 200k 版本中。由于 ltc1227 位于由 ltc6268 建立的控制环路内，因此 fet 放大器降低了电流反馈放大器的噪声和失真贡献。在 10k 版本中，在 1 mhz 频率下，90% 的反馈电流来自 lt1227。这表明，在fet放大器的作用下，其噪声和失真贡献将降低20 db。在 10 mhz 及更高频率下，lt1227 仅受本地反馈的影响，因此其噪声密度会很高。在这些方面，这种设计类似于本系列的第一部分。然后，滤波器将在较高频率（包括第一混叠频带及更高频率）下抑制第二级放大器的噪声区域升高。该滤波器最初近似于高斯，将用作固定持续时间未知幅度脉冲应用或固定幅度未知持续时间的脉冲拉伸滤波器。然而，在阻带的进一步中，滤波器具有类似椭圆的特性失谐，以抑制15 mhz左右的第一个混叠频段。 瞬态响应不会过冲。
在10k版本中，fet放大器基本上配置为具有10pf反馈电容的积分器，但由于该放大器位于一个环路内，后跟增益为5.8，因此其有效值约为1.7 pf。这与全局反馈路径中的0.25pf零电容并行。因此，当跨阻增益为10k时，放大器的带宽约为10 mhz，但后面有一个拐角约为2.5mhz的滤波器。由于这是一个复合放大器，ltc6268周围的10 pf零电容c1也是主导极点。相比之下，第二个放大器必须快速，或者更确切地说，低延迟，否则会影响相位裕量。
如果考虑 ltc6268-10，则 c1 必须小于二极管电容的 10%。另一个零电容c14也会影响环路稳定性，对于大多数跨阻增益，必须为1 pf的一小部分。对于小于10 pf的传感器，除非增加输入电容，否则ltc6268-10可以说是不切实际的。如10k版本所示，从sma上的开路（但具有电路板走线电容）到100 pf，甚至可能更高，这都是稳定的。它在传输线末端的二极管电容下保持稳定，甚至是开路短截线。对于 ltc6268-10，可能需要在二极管上安装一个源端接电阻器以实现稳定性，具体取决于电缆长度。这不会明显影响噪声密度。某些光电二极管可能不需要这样做，具体取决于内部串联电阻。
第二级 lt1227 电流反馈放大器被选用于高转换速率和 36v 电源的组合。噪声不如在fet放大器控制的环路内那么重要，至少在低通滤波器定义的带宽内是这样。其他采用较高电源电压工作的高压摆放大器在较高跨阻增益下可能具有类似的snr。
ltc6268 确实具有一个相对较高的 1/f 转角。然而，在此实现中，tia的跨阻增益为10k，随后adc衰减8 db，并且由于adc在宽带本底噪声中占主导地位，因此在约1 khz处产生1/f转折。在增益较高的版本中，具有200k跨阻增益和15 db衰减到adc（lt1227需要+25v电源），噪声主要由200k阻抗和噪声折叠主导。在这种情况下，1/f 角被进一步向下推，理论上大约 50 hz，但我无法验证这一点。大变换的长期平均值没有显示它，并且观察到偏移变化尚无定论。本文将在可以确定时进行更新。
图 5 40k 版本中的光学双音
图5中的曲线是图3中实验的互调测试结果，将两个调制光信号组合在一个光电二极管中。这些图中唯一重要的信息是–110和–111 dbfs下的3l和3u电平。当这两个信号关闭时，这两个信号的简单谐波不会以任何可识别的方式变化。
图 6，使用两个 15k 电阻器作为合路器的电气双音测试（10k 版本）
ltc产品组合中还有其他候选放大器可能适用。ltc6253 采用 sot23 封装，虽然不是 fet 放大器，但确实具有相当低的噪声电流和电压。ltc的其他潜在有趣的替代方案与此板上的sot23封装不兼容。ltc6244 可用于此拓扑结构。对于输入电流为1 pa的放大器，它确实具有非常低的1/f转折。它确实需要完全不同的补偿和输出滤波，即使这样，也需要对1 mhz以上的频率进行dsp抑制。但是，使用该板上的滤波器拓扑，可以充分抑制混叠频带。ltc6268-10/lt1227复合器件可能会对其他滤波器群感兴趣，因为尽管guassian滤波器的带宽为2.5 mhz，但tia可以补偿为保持平坦至10 mhz。
将频率响应延长至10 mhz将导致一些snr损失，共模伺服最好低于几mhz，ltc2387也是如此，使用ltc2270甚至更高速的adc来采用这种拓扑可能更好。
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本例具有10k跨阻增益，就snr而言，实现了几乎透明的工作，产生的本底噪声比满量程双极性正弦波低95.1 db。我以这种特殊的方式陈述这一点是有原因的。虽然跨阻增益级为10k，但在共模伺服中随之衰减，将0-10v偏移减小至0-4v。虽然它产生的本底噪声是本系列中发布的驱动器中最低的，但必须将其识别为主要用于单极性信号。我所目睹的许多跨阻放大器方案都采用了大量复杂性，以引入尽可能接近50%满量程的失调，以尝试使用adc的整个输入范围;通常会在设计中增加噪声、非线性、电路板面积、成本、重量、上市时间、故障模式和功耗。相反，他们通常可以简单地使用更高分辨率的adc来获得相同的动态范围。
至少在这种情况下，可以说丢弃一半输入范围的最大好处是双极性零点处的低1/f区域。该adc在双极性零点时的1/f噪声非常小，但在满量程时，基准电压源中的1/f噪声会发挥作用。该设计还具有低失调和失调漂移，但提供高达几mhz的低失真。在高照明水平下具有低1 / f噪声，甚至低噪声宽带似乎毫无意义，因为大多数光源的噪声似乎远远超出了光本身，由于散粒噪声而产生噪声。光的噪声性质在较高的跨阻增益下变得更加明显，可能使高跨阻增益下的snr损失更容易接受。当然，固态激光器非常嘈杂。此外，apd和光电倍增管在照明下非常嘈杂，因为即使是理想的光子倍增也会随着信号一起产生散粒噪声的放大。此外，乘法并不理想。黑暗中的低噪声特性对于高动态范围脉冲拉伸应用非常重要，在这些应用中，非常短的脉冲会导致被噪声掩盖的最小幅度。
因此，重申snr声明：作为单极性adc，该设计可实现89.1 db snr。还是不错。
实际上，放大器并不是单极性的。在图2所示的群体中，双极性零点以下有足够的可用范围来容纳约–15dbfs的信号功率。这有望适应脉冲应用中可能遇到的交流耦合噪声或干扰源、二极管泄漏、下冲或直流基线恢复。事实上，它基本上能够实现双极性操作，这是一个适当的电源电压问题。例如，如果与接收左右偏振光的成对光电二极管一起使用，它可以是完全双极的。
图 1 从左到右的 tia/驱动器器件原型 ltc6268、lt1227、lt1395
基本原理是使用尽可能高的跨阻增益，然后通过共模伺服衰减到adc，即使adc输入范围可能已经很大。在tia中，信号与跨阻增益成正比，而噪声与跨阻增益的平方根成正比。极端情况下，使用具有高输出偏移能力的第二个放大器，高跨阻增益下的snr可能相当高。glen brisebois发表了一个涉及50v电源的例子，引起了一些争议。tia 本身是一个复合放大器，由 ltc6268 500 mhz fet 放大器组成，然后是 lt1227，后者是一款 36v 电流反馈放大器，用于开发高信号摆幅和反馈。事实上，lt1227 提供了用于驱动 adc 的信号电源。以更高电压放大器的形式将其推向荒谬的极端对于某些应用可能是有意义的。
ltc®6268 是一款采用低电压工艺制造的快速 fet 放大器，总电源限制为 5v，或在第一种情况下为 +3v、–2v。这将无法产生足够的摆幅来产生高跨阻增益，从而达到我们想要的高动态范围。tia增益可以被视为在adc之前被共模伺服降低，但请记住，噪声和信号都会降低，因此snr的改进得以保留。跨阻级后的显著衰减也降低了fet电压噪声、失调和1/f区域的贡献。
图2 图1所示电路板的10k跨阻系数
该电路的跨阻增益为10k。tia本身旨在提供1 ma二极管电流，lt1227在0–10v时具有输出偏移。一些早期的fet放大器可能能够产生几乎这种信号摆幅，而无需复合放大器或复杂的电源情况。该偏移在adc上衰减至0–4v差分。来自tia的单端驱动通过可被视为guanella balun的固态类似物转换为adc的差分驱动。
在此跨阻增益下，第二级放大器 ltc1227 电流反馈放大器需要一个大约 13-15v 的正电源轨，vss 为 –3 至 –5v。较高的电源使 lt1227 能够产生 20-25v 电压聚丙烯，并且可以在不对snr或线性度造成太大影响的情况下实现更高的跨阻增益。我们已经测试了 40k、100k 和 200k 的跨阻增益，tia 和共模伺服之间的衰减也发生了相应的变化。
在10k跨阻增益和1 ma二极管电流下，除非二极管面积非常大，否则这些是高光学照明水平。高二极管电容将提高本底噪声，因为噪声增益由r决定蒂瓦特/2*pi*f*c二极管.在干涉仪中可能会遇到高光功率。
由于干涉仪涉及激光器，因此激光器的噪声似乎是一个限制因素。事实上，该前端可能有助于测量激光噪声水平。由于低电容二极管的有效面积小，光电二极管的满量程照明水平高于阳光直射。这可以解释为在阳光直射的情况下可以接收微弱的调制信号。阳光直射中存在的噪声可能被认为是一个绊脚石，但实际上，我们实验室中荧光灯中存在的80 khz杂散绝对值比光功率差50 db。此应用程序的娱乐价值很高，例如，我们可以看到，我们工作台上方灯具中的 3 个镇流器以略有不同的频率运行。这不是电噪声。
ltc2387 具有非常高的动态范围，因此预计动态范围将是线性的。然而，在光调制中没有发现高度的线性度。因此，我们将重点关注互调失真。线性度测试以多种方式进行。使用由 15k 电阻（在更高增益版本中为 100k）组成的电阻合路器（在更高增益版本中为 100k）馈入 j1 处的虚拟接地、由 2 × 15 pf 电容器组成的合路器进行双音测试，以及使用两个 red 发射器和一个光电二极管进行光学双音测试。对于 *–13dbfs 左右的两个音调，所有器件均可产生 –110 至 –115 dbfs 的 im3/5。 （*相当于 –7dbfs，但使用输入范围的 1/2） （直流或光偏置至 +1/2fs）
这两种传统的信号源测试都会提高噪声增益，从而降低反馈因子，从而可能提高过程的稳定性，并可能产生误导。但是，由两个15 pf电容组成的合路器与30 pf光电二极管的情况类似。根据过去的经验，我们设计了一个光学双色调实验来模拟实际操作条件。这使用了两个调制的红色led，cree xlamps，通过光电二极管的自由空间组合。使用 vishay temd5080x01 pin 光电二极管，im3 与通过高阻抗直接注入信号时看到的水平相似。
有证据表明，tia本身在这方面并不占主导地位，因为光电二极管的偏置对im产品有一定的影响，采样率也是如此，至少在200k版本中是这样。失真在较低频率下不会降低，这也免除了放大器的责任。对采样速率的敏感性表明，来自输出网络的返回在一定程度上损害了采样的线性度，并且输出滤波器可能存在改进的空间。输出网络中的不平衡可能会使共模伺服中的失真转换为差分形式，但平衡该网络的测试对im几乎没有影响。请注意，光学测试中的简单谐波失真非常高，我们只关注奇阶im。偶数阶im2产品不大，但由于这些产品可以组织成带外，例如，如果将其用于自由空间光通信或传感，并且使用调制带宽的激励限制为一个倍频程。使用直接序列扩频波形进行的测试表明，使用涉及此类调制的激励进行检测可能是实用的。
这些im的结果是通过高阻抗注入信号，暗示这种拓扑可用于检测高压交流或直流上的低幅度信号，使用非常高值的电阻器，延伸到兆欧姆。这与简单地衰减到您所说的传统差分放大器有何不同？如果带宽限制在20-30 khz，ltc6362可以以低得多的功耗和复杂性产生类似的结果，但这种复合tia产生的sfdr与2-3 mhz相当，是ltc6362带宽的100倍。这不会在偏移或 1/f 区域造成任何惩罚，后者可能是决定性因素。
如果r5的值明显高于跨阻增益设置电阻#r1，则电路的失调性能主要由ltc6268 fet放大器决定。然而，如果 ltc6268 周围有太多的本地反馈，则失调主要由 lt1227 主导。即使 ltc6268 配备没有本地 dc 反馈，adc 也不是重要的失调源。添加了本地反馈，以确保在没有各种电源的电源排序的情况下，adc不会过驱动。如果直流失调很关键，则不应有本地反馈（r5）。如果快速建立比失调更重要，则fet级周围应该有一些局部反馈。
偏移、失真和较小程度的噪声可能会受到通过共模伺服的信号路径中松散的公差分量的影响。输出网络中的电阻，至少r44和r45，最灵敏，应为0.1%。如果在黑暗中失调漂移至关重要，则fet的虚拟地可以提高到2.048v（移除r6，旋转r30以拾取j2上的偏置），在这种情况下，共模伺服不涉及电平偏移，只有共模交流抑制以及输出网络中电阻的容差， 在 ltc1227 的右侧，则不那么重要。然后，fet将在0-5v下工作。这已经在200k版本中进行了测试，并且在给定的采样率下，室温下的偏移变化不超过0.1 lsb。从adc的角度来看，10k版本中使用的滤波器吸收性很强，在这种情况下，失调与采样速率变化不大。在200k版本中，偏移受采样率的影响。200k版本的滤波器在噪声增益较高的混叠频段中提供了更多的抑制。这可以在时间允许的情况下进行改进，或者通过电路板旋转进行改进。从这个角度来看，adc的0.1lsb为3 μv。这完全在热电偶电压的范围内。这种拓扑结构在复合tia后具有显著衰减，不仅降低了对tia失调电压和fet中1/f噪声的灵敏度，还降低了对tia中热电偶效应的灵敏度。它确实表明r30和r31应该是同一类型的电阻。r30 被放大，以便在旋转时便于返工。两者应该是同一类型。这种失调灵敏度水平还要求输出网络以差分形式完全复制，因为担心从r31和r30到adc的两条路径中的不同金属。极低的偏移漂移、1/f 噪声和异种金属上的湍流气流对于分辨极短脉冲至关重要......伸。
在snr损失的情况下，也可以显著提高跨阻增益，以降低电流。在稍微较高的跨阻增益下，如果放大器的跨阻增益为40k，例如250μa的光电流产生25v，然后在共模伺服模式下衰减因子为6，则驱动器输出中的噪声密度仍将约为6 nv/rthz，并且会产生几乎相同的snr。v抄送然后必须接近 30v，事实上，ltc1227 级中的增益必须更高，约为 （vpeak/1.7）。非常高的跨阻增益可能需要使用ltc6268-10，经过补偿使其平坦到约50-60 mhz。 对于–10版本，低跨阻增益可能是一个坏主意。lt1227 输出端的高偏移似乎需要 ltc6268-10 中较高的环路增益来保持线性度。这需要在r1附近使用非常低值的零电容。已经评估了一个版本（下面以标记形式显示），并且性能良好，尽管可以预见地使用–10版本需要为每种类型的光电二极管定制补偿。–10 附近的零电容必须比二极管电容小一个数量级，甚至更多，因为主零电容会影响反馈因子。注意c12处的0.15pf。
图4 200k跨阻增益版本
在 10k 情况下，ltc1227 以一个 5.8 的同相增益工作，从而将过程中 fet 所需的输出偏移限制在大约 1.7v。来自 fet 的有限输出偏移要求 lt1227 级以较高的增益工作，例如，在 av=10.2 在 200k 版本中。由于 ltc1227 位于由 ltc6268 建立的控制环路内，因此 fet 放大器降低了电流反馈放大器的噪声和失真贡献。在 10k 版本中，在 1 mhz 频率下，90% 的反馈电流来自 lt1227。这表明，在fet放大器的作用下，其噪声和失真贡献将降低20 db。在 10 mhz 及更高频率下，lt1227 仅受本地反馈的影响，因此其噪声密度会很高。在这些方面，这种设计类似于本系列的第一部分。然后，滤波器将在较高频率（包括第一混叠频带及更高频率）下抑制第二级放大器的噪声区域升高。该滤波器最初近似于高斯，将用作固定持续时间未知幅度脉冲应用或固定幅度未知持续时间的脉冲拉伸滤波器。然而，在阻带的进一步中，滤波器具有类似椭圆的特性失谐，以抑制15 mhz左右的第一个混叠频段。 瞬态响应不会过冲。
在10k版本中，fet放大器基本上配置为具有10pf反馈电容的积分器，但由于该放大器位于一个环路内，后跟增益为5.8，因此其有效值约为1.7 pf。这与全局反馈路径中的0.25pf零电容并行。因此，当跨阻增益为10k时，放大器的带宽约为10 mhz，但后面有一个拐角约为2.5mhz的滤波器。由于这是一个复合放大器，ltc6268周围的10 pf零电容c1也是主导极点。相比之下，第二个放大器必须快速，或者更确切地说，低延迟，否则会影响相位裕量。
如果考虑 ltc6268-10，则 c1 必须小于二极管电容的 10%。另一个零电容c14也会影响环路稳定性，对于大多数跨阻增益，必须为1 pf的一小部分。对于小于10 pf的传感器，除非增加输入电容，否则ltc6268-10可以说是不切实际的。如10k版本所示，从sma上的开路（但具有电路板走线电容）到100 pf，甚至可能更高，这都是稳定的。它在传输线末端的二极管电容下保持稳定，甚至是开路短截线。对于 ltc6268-10，可能需要在二极管上安装一个源端接电阻器以实现稳定性，具体取决于电缆长度。这不会明显影响噪声密度。某些光电二极管可能不需要这样做，具体取决于内部串联电阻。
第二级 lt1227 电流反馈放大器被选用于高转换速率和 36v 电源的组合。噪声不如在fet放大器控制的环路内那么重要，至少在低通滤波器定义的带宽内是这样。其他采用较高电源电压工作的高压摆放大器在较高跨阻增益下可能具有类似的snr。
ltc6268 确实具有一个相对较高的 1/f 转角。然而，在此实现中，tia的跨阻增益为10k，随后adc衰减8 db，并且由于adc在宽带本底噪声中占主导地位，因此在约1 khz处产生1/f转折。在增益较高的版本中，具有200k跨阻增益和15 db衰减到adc（lt1227需要+25v电源），噪声主要由200k阻抗和噪声折叠主导。在这种情况下，1/f 角被进一步向下推，理论上大约 50 hz，但我无法验证这一点。大变换的长期平均值没有显示它，并且观察到偏移变化尚无定论。本文将在可以确定时进行更新。
图 5 40k 版本中的光学双音
图5中的曲线是图3中实验的互调测试结果，将两个调制光信号组合在一个光电二极管中。这些图中唯一重要的信息是–110和–111 dbfs下的3l和3u电平。当这两个信号关闭时，这两个信号的简单谐波不会以任何可识别的方式变化。
图 6，使用两个 15k 电阻器作为合路器的电气双音测试（10k 版本）
ltc产品组合中还有其他候选放大器可能适用。ltc6253 采用 sot23 封装，虽然不是 fet 放大器，但确实具有相当低的噪声电流和电压。ltc的其他潜在有趣的替代方案与此板上的sot23封装不兼容。ltc6244 可用于此拓扑结构。对于输入电流为1 pa的放大器，它确实具有非常低的1/f转折。它确实需要完全不同的补偿和输出滤波，即使这样，也需要对1 mhz以上的频率进行dsp抑制。但是，使用该板上的滤波器拓扑，可以充分抑制混叠频带。ltc6268-10/lt1227复合器件可能会对其他滤波器群感兴趣，因为尽管guassian滤波器的带宽为2.5 mhz，但tia可以补偿为保持平坦至10 mhz。
将频率响应延长至10 mhz将导致一些snr损失，共模伺服最好低于几mhz，ltc2387也是如此，使用ltc2270甚至更高速的adc来采用这种拓扑可能更好。
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