了解放大器噪声如何影响ADC信号链中的总噪声
模数转换器（adc）在模拟输入驱动至额定满量程输入电压时提供最佳性能，但在许多应用中，最大可用信号与指定电压不同，可能需要进行调整。满足这一要求的有用器件是可变增益放大器（vga）。了解vga如何影响adc的性能将有助于优化整个信号链的性能。
本文分析使用双通道16位、125/105/80 msps流水线adc和超低失真if vgaad8375的电路中的噪声。信号链包括一个增益设置为+6 db的vga、一个在100 mhz时滚降为–3 db的五阶巴特沃兹低通滤波器和adc。将显示放大器和滤波器的噪声计算，因为它们决定了adc在目标频带上的动态性能。
问题
许多使用高速adc的实际应用都需要某种驱动器、放大器或增益模块，将输入信号缩放到满量程模拟输入范围。1以确保最佳的信噪比 （snr） 和无杂散动态范围 （sfdr）。此外，差分放大器还可以将单端信号转换为差分信号以驱动adc。当处于活动状态时，这些元件会在adc前端产生噪声。在工作带宽上积分这种噪声会降低转换性能。
为应用选择合适的adc取决于许多因素，包括：
模拟输入范围
输入频率/带宽
所需分辨率/信噪比
所需的 sfdr
某些应用需要高动态范围和高分辨率。ad9268是这些应用的理想选择，在70 mhz中频下提供78.2 dbfs（相对于满量程的db）snr和88 dbc sfdr。
在系统层面，adc前端可以使用放大器、变压器或巴伦，但使用放大器的实现最为常见。放大器可用于以下一个或多个原因：
为输入信号提供增益以提高adc分辨率。
缓冲或变换输入源和adc之间的阻抗。
将单端输入信号转换为差分输出信号。
ad8375 vga可在各种增益设置下保持高线性度和均匀噪声性能，可用于将单端信号转换为差分信号。这些特性使其成为以较高中频驱动adc的良好候选者。遗憾的是，信号链中存在有源器件（放大器）会限制adc的性能。
例
图1显示了用于执行噪声计算的电路拓扑。ad8375具有高阻抗差分输出（16 kω||0.8 pf）。具有100 mhz带宽和150 ω输入和输出阻抗的五阶低通抗混叠滤波器（aaf）将放大器连接到adc。图1所示电路的频率响应如图2所示。
图1.ad8375、aaf和ad9268信号链。
图2.ad8375、aaf和ad9268信号链的频率响应。
性能
系统设计人员可能不希望驱动adc输入的放大器会降低系统的整体动态性能，但为一种应用选择驱动器和adc组合并不意味着它将在另一种应用中提供相同的出色性能。此处描述的技术允许系统工程师在选择放大器之前估计预期性能。
图3显示了两种不同的设置： 图3（a）使用无源耦合到转换器，可作为客户评估板上的默认选项。无源前端网络使用变压器或巴伦将单端信号转换为差分信号，以及一个在大约200 mhz时滚降的无源低通滤波器。 图3（b）显示了可选的放大器路径。下面比较了这两种设置产生的噪声。使用低中频（10 mhz）的单音快速傅里叶变换（fft）来计算放大器增加的噪声。
图3.典型的adc前端：（a）无源。（b） 主动。
分析噪声通常使用两种技术，但每种技术都可能很麻烦。噪声频谱密度（nsd）定义了每单位带宽的噪声功率。adc的均方dbm/hz或dbfs/hz表示，放大器的均方根nv/√hz表示。这种单位不兼容为放大器驱动adc时计算系统噪声提供了障碍。
噪声系数（nf）是输入snr与输出snr的对数比，以分贝表示。rf工程师常用的这种规范在纯rf世界中是有意义的，但试图在带有adc的信号链中使用nf计算可能会导致误导性结果。2
另一种但更有效的技术是“去规范化”噪声密度，将其表示为均方根噪声电压而不是均方电压。这种方法（如此处所述）非常简单，可以清楚地分析系统噪声。
图4和图5显示了两个前端的低频单音fft。请注意，无源前端的信噪比为77.7 dbfs snr，而有源前端的信噪比为72.5 dbfs，比adc的预期性能低5.2 dbfs。
图4.图3a电路的10 mhz模拟输入音的fft。
图5.图3b电路的10 mhz模拟输入音的fft。
分析
图3a和3b所示设置之间的唯一区别是在信号链中增加了放大器，因此可以安全地假设性能下降是由放大器的噪声引起的。以下计算有助于了解放大器引入的额外噪声。
首先，使用数据手册中规定的转换器满量程差分输入电压。将峰峰值电压转换为均方根，除以2√2得到0.707 v rms。
(1)
基于adc在10 mhz时的典型snr，转换器噪声的贡献为
(2)
(3)
使用 v噪声，模数转换器= 92.2 μv rms和系统snr 放大器前端= 72.5 dbfs，使用公式3时，系统噪声为168 μv rms。
(4)
(5)
从公式4得到的系统噪声是adc和vga的组合噪声。放大器噪声可通过公式5计算为140 μv rms。该计算表明，放大器噪声至少比adc噪声高50%，使其成为决定系统交流性能的限制因素。
注意，我们必须确定v的值是否噪音，放大器以上计算结果与放大器的数据手册相符。额定噪声频谱密度约为20 nv/√hz，差分输出阻抗为150 ω。
虽然数据手册规定vga的噪声随增益而相当恒定，但该噪声会随负载而变化，因此噪声频谱密度应与放大器输出驱动的总阻抗成比例。因为放大器的差分输出阻抗很大（16 kω||0.8 pf），放大器看到的阻抗（见图1）可以计算为
[10 Ω + (300 Ω||150 Ω||3.5 kω）] = 107 ω。
使用此数字，本应用中ad8375的降额噪声频谱密度可从公式6中找到：
(6)
请注意，使用实际滤波器计算系统噪声时，噪声带宽的形状与理想滤波器的形状不同。频率响应的这种偏差由项、形状因子表征，并考虑了滚降区域的噪声。形状因子取决于滤波器的阶数，是噪声带宽与–3 db带宽之比。3滤波器中的极点越多，形状因子就越接近统一。这种关系可以在表 1 中看到。
表 1.系统阶数与形状因子的关系
系统顺序 形状因子
1 1.57
2 1.11
3 1.05
4 1.03
5 1.02
在图 1 的示例中，形状因子为 1.02。使用公式6，放大器注入的噪声为;
vga注入系统的估计噪声值与使用公式5的测量值非常吻合，证明由ad8375和ad9268组成的信号链的性能由放大器主导。
结论
在许多情况下，需要使用放大器（vga或增益模块）将满量程信号驱动至系统信号链中的adc。系统设计人员必须意识到adc最佳性能下降是由放大器的选择引起的。在使用所选放大器和adc进行设计之前，设计人员可以使用此处所示的方法计算放大器的噪声贡献，以估计预期系统实现的预期动态性能（如snr特征）。
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问题
许多使用高速adc的实际应用都需要某种驱动器、放大器或增益模块，将输入信号缩放到满量程模拟输入范围。1以确保最佳的信噪比 （snr） 和无杂散动态范围 （sfdr）。此外，差分放大器还可以将单端信号转换为差分信号以驱动adc。当处于活动状态时，这些元件会在adc前端产生噪声。在工作带宽上积分这种噪声会降低转换性能。
为应用选择合适的adc取决于许多因素，包括：
模拟输入范围
输入频率/带宽
所需分辨率/信噪比
所需的 sfdr
某些应用需要高动态范围和高分辨率。ad9268是这些应用的理想选择，在70 mhz中频下提供78.2 dbfs（相对于满量程的db）snr和88 dbc sfdr。
在系统层面，adc前端可以使用放大器、变压器或巴伦，但使用放大器的实现最为常见。放大器可用于以下一个或多个原因：
为输入信号提供增益以提高adc分辨率。
缓冲或变换输入源和adc之间的阻抗。
将单端输入信号转换为差分输出信号。
ad8375 vga可在各种增益设置下保持高线性度和均匀噪声性能，可用于将单端信号转换为差分信号。这些特性使其成为以较高中频驱动adc的良好候选者。遗憾的是，信号链中存在有源器件（放大器）会限制adc的性能。
例
图1显示了用于执行噪声计算的电路拓扑。ad8375具有高阻抗差分输出（16 kω||0.8 pf）。具有100 mhz带宽和150 ω输入和输出阻抗的五阶低通抗混叠滤波器（aaf）将放大器连接到adc。图1所示电路的频率响应如图2所示。
图1.ad8375、aaf和ad9268信号链。
图2.ad8375、aaf和ad9268信号链的频率响应。
性能
系统设计人员可能不希望驱动adc输入的放大器会降低系统的整体动态性能，但为一种应用选择驱动器和adc组合并不意味着它将在另一种应用中提供相同的出色性能。此处描述的技术允许系统工程师在选择放大器之前估计预期性能。
图3显示了两种不同的设置： 图3（a）使用无源耦合到转换器，可作为客户评估板上的默认选项。无源前端网络使用变压器或巴伦将单端信号转换为差分信号，以及一个在大约200 mhz时滚降的无源低通滤波器。 图3（b）显示了可选的放大器路径。下面比较了这两种设置产生的噪声。使用低中频（10 mhz）的单音快速傅里叶变换（fft）来计算放大器增加的噪声。
图3.典型的adc前端：（a）无源。（b） 主动。
分析噪声通常使用两种技术，但每种技术都可能很麻烦。噪声频谱密度（nsd）定义了每单位带宽的噪声功率。adc的均方dbm/hz或dbfs/hz表示，放大器的均方根nv/√hz表示。这种单位不兼容为放大器驱动adc时计算系统噪声提供了障碍。
噪声系数（nf）是输入snr与输出snr的对数比，以分贝表示。rf工程师常用的这种规范在纯rf世界中是有意义的，但试图在带有adc的信号链中使用nf计算可能会导致误导性结果。2
另一种但更有效的技术是“去规范化”噪声密度，将其表示为均方根噪声电压而不是均方电压。这种方法（如此处所述）非常简单，可以清楚地分析系统噪声。
图4和图5显示了两个前端的低频单音fft。请注意，无源前端的信噪比为77.7 dbfs snr，而有源前端的信噪比为72.5 dbfs，比adc的预期性能低5.2 dbfs。
图4.图3a电路的10 mhz模拟输入音的fft。
图5.图3b电路的10 mhz模拟输入音的fft。
分析
图3a和3b所示设置之间的唯一区别是在信号链中增加了放大器，因此可以安全地假设性能下降是由放大器的噪声引起的。以下计算有助于了解放大器引入的额外噪声。
首先，使用数据手册中规定的转换器满量程差分输入电压。将峰峰值电压转换为均方根，除以2√2得到0.707 v rms。
(1)
基于adc在10 mhz时的典型snr，转换器噪声的贡献为
(2)
(3)
使用 v噪声，模数转换器= 92.2 μv rms和系统snr 放大器前端= 72.5 dbfs，使用公式3时，系统噪声为168 μv rms。
(4)
(5)
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[10 Ω + (300 Ω||150 Ω||3.5 kω）] = 107 ω。
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(6)
请注意，使用实际滤波器计算系统噪声时，噪声带宽的形状与理想滤波器的形状不同。频率响应的这种偏差由项、形状因子表征，并考虑了滚降区域的噪声。形状因子取决于滤波器的阶数，是噪声带宽与–3 db带宽之比。3滤波器中的极点越多，形状因子就越接近统一。这种关系可以在表 1 中看到。
表 1.系统阶数与形状因子的关系
系统顺序 形状因子
1 1.57
2 1.11
3 1.05
4 1.03
5 1.02
在图 1 的示例中，形状因子为 1.02。使用公式6，放大器注入的噪声为;
vga注入系统的估计噪声值与使用公式5的测量值非常吻合，证明由ad8375和ad9268组成的信号链的性能由放大器主导。
结论
在许多情况下，需要使用放大器（vga或增益模块）将满量程信号驱动至系统信号链中的adc。系统设计人员必须意识到adc最佳性能下降是由放大器的选择引起的。在使用所选放大器和adc进行设计之前，设计人员可以使用此处所示的方法计算放大器的噪声贡献，以估计预期系统实现的预期动态性能（如snr特征）。
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