外部电源开关同步降压控制器的拓扑结构
power-1---同步降压控制器
引言：前面dc-dc系列以基础为主，且主要针对集成式dc-dc，本节开启电源的第二个系列，即power系列，以分立式电源器件为主干内容，本节主要讲解外部电源开关同步降压控制器（synchronous step-down controller），即将一个标准集成dc-dc器件里面的开关mos和同步mos独立分拆出来，置于器件外部，结构层级分为两部分：同步降压控制器+外部开关。
1.拓扑结构
如图1-1所示，外部电源开关同步降压控制器即指第5部分，为1和2的合并体，3和4部分外置。
图1-1：外部电源开关同步降压控制器结构
如图1-2所示是一个单相（单输出）的外部电源开关同步降压器的结构图，顶部栅极驱动器和底部栅极驱动器分别驱动开关mos和同步mos。这样的结构带来的好处就是输出电流可以做到很大，外置mos使得散热非常好，控制器基本不发热，当选用mos的rds越小，整个电源效率越高，热耗越小，散热也只需要对mos进行处理，缺点就是整个供电模块体积会变大，layout要求也比较高。
图1-2：单相单输出
tg：top gate driver output，顶部栅极驱动器输出。这是浮动驱动器的输出，其电压摆动等于intvcc叠加在开关节点电压上。
bg：bottom gate driver output，该引脚驱动gnd和intvcc之间的底部n沟道mosfet的栅极。
sw：电感器的开关节点连接，该引脚的电压摆动是从低于接地的肖特基二极管（外部）电压降到vin。
intvcc：内部调节器输出，作为上管vgs的增量电压，需要使用较大容值（最低2.2uf）的低esr钽或陶瓷电容器将此引脚与gnd解耦，且注意boot电容的值。（传送门：dc-dc-19：如何设计buck变换中的自举电路）
图1-3：同步降压控制器结构图
2.关键参数
1：vin、vout
2：最大开关频率f
3：最大输出电流iout
4：hg（tg）和lg（bg）上升时间、下降时间
5：hg（tg）和lg（bg）的启动电平和驱动电流
6：最短开启时间
3.设计考虑项
电流检测/监控
控制器的电流监控，可以使用dcr（电感电阻）检测或高精度rsense检流电阻，目前两种方案的选择在很大程度上是在成本、功耗和精度之间的设计权衡。dcr方案比较受欢迎是因为它节省了昂贵的检流电阻，且避免了额外的功率损耗，特别是在大电流应用中，但是检流电阻为控制器提供了最精确的电流检测。其他外部组件的选择由负载特性来决定，并从选择rsense（如果使用rsense）和电感器值开始，接下来选择功率mosfet和肖特基二极管，最后选择输入和输出电容器。
功率mosfet和肖特基二极管（可选）的选择
控制器必须选择两个外部电源mosfet：一个n通道mosfet用于顶部（主）开关，一个n通道mosfet用于底部（同步）开关。
峰值到峰值的驱动电平由intvcc电压设置，在启动时此电压通常为5v，因此在大多数应用程序中必须使用逻辑级阈值mosfet。唯一的例外是，如果预期输入电压较低（vin < 5v），则应使用子逻辑电平阈值mosfet（vgsth<3v），同时也要注意mosfet的bvdss规格，大多数逻辑级的mosfet被限制在30v或更小。
功率mosfet的选择标准包括rdson、米勒电容、输入电压和最大输出电流，米勒电容可以从mosfet制造商的数据表上通常提供的栅极电荷曲线近似。当控制器在连续模式下运行时，顶部和底部mosfet的占空比为：
主开关占空比dm=vout/vin，同步开关占空比ds=(vin-vout)/vin，最大输出电流下的功率损失：
其中δ为rdson的温度依赖性，rdr（约2ω）是mosfet的miller阈值电压下的有效驱动电阻，vthmin是典型的mosfet最小阈值电压，f是工作频率，im是持续输出电流。
两个mosfet都有i²r损失，而顶部的nmos的pm包含了一个额外的过渡损失项，这在高输入电压下是最高的。对于vin20v，过渡损耗迅速增加，使用更低的rdson实际上提供了更高的效率。当顶部开关负载比低时，或当同步开关接通时间接近100%时，同步mosfet损失最大。（1+δ）通常以归一化rdson与温度曲线的形式给出，但δ=0.005/°c可以作为低压mosfet的近似。
可选的肖特基二极管在两个功率mos传导之间的死时间内导电，这可以防止底部mosfet的体二极管打开，在死时间存储电荷，但需要一个反向恢复期，在高vin下可能耗掉高达3%的效率。由于相对较小的平均电流，1a到3a肖特基一般较小比较合适，较大的二极管由于其较大的结电容而导致额外的跃迁过渡损耗。
最短开启时间
最小导通时间tonmin是控制器能够打开顶部mosfet的最小时间持续时间，它由内部定时延迟和打开顶部mosfet所需的门充电决定。低占空比使用时可能接近这个最低准时时间限制，应注意确保：
如果占空比低于最小时间的范围，控制器将开始跳过周期，输出电压将会继续被调节，但纹波电压和电流将会增加。
4.开关mos和同步mos选型
原则上开关mos和同步mos选择同一型号，当然根据实际情况不一致满足性能要求也不会有什么问题，这里选两种mos的考量点放在一起如下：
1：id≥负载峰值电流ipeak
2：vgsthmax＜vgate
3：vdss＞vin
4：min on和min off＜计算值
5：温升，rdson
图1-4：nmos-1特性
图1-5：nmos-2特性
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1.拓扑结构
如图1-1所示，外部电源开关同步降压控制器即指第5部分，为1和2的合并体，3和4部分外置。
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tg：top gate driver output，顶部栅极驱动器输出。这是浮动驱动器的输出，其电压摆动等于intvcc叠加在开关节点电压上。
bg：bottom gate driver output，该引脚驱动gnd和intvcc之间的底部n沟道mosfet的栅极。
sw：电感器的开关节点连接，该引脚的电压摆动是从低于接地的肖特基二极管（外部）电压降到vin。
intvcc：内部调节器输出，作为上管vgs的增量电压，需要使用较大容值（最低2.2uf）的低esr钽或陶瓷电容器将此引脚与gnd解耦，且注意boot电容的值。（传送门：dc-dc-19：如何设计buck变换中的自举电路）
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2：最大开关频率f
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功率mosfet和肖特基二极管（可选）的选择
控制器必须选择两个外部电源mosfet：一个n通道mosfet用于顶部（主）开关，一个n通道mosfet用于底部（同步）开关。
峰值到峰值的驱动电平由intvcc电压设置，在启动时此电压通常为5v，因此在大多数应用程序中必须使用逻辑级阈值mosfet。唯一的例外是，如果预期输入电压较低（vin < 5v），则应使用子逻辑电平阈值mosfet（vgsth<3v），同时也要注意mosfet的bvdss规格，大多数逻辑级的mosfet被限制在30v或更小。
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