关于滤波器净化开关电源噪声的性能分析和介绍
但对于像rf adc和dac这样的应用，其纹波要求小于1mv，则需使用两级 lc 滤波器来有效过滤开关噪声。
第二级滤波器设计
第二级lc滤波器的典型电路如图1所示。
第二级滤波器由一个滤波电感及其内阻（dcr）、一个对地电容支路和一个阻尼支路组成。滤波电感（lf）在设计的高频范围内具有电阻，并以热量的形式耗散噪声能量。该电感与附加的并联电容结合形成低通lc滤波器网络。
图1：带并联阻尼支路的两级lc滤波器
合理设计第二级滤波器能有效降低输出电压噪声。针对工作频率来选择lc滤波器至关重要。设计的第一步是根据公式（1）选择第一级输出电容器。
在第一极的设计中，典型的输出电压纹波一般为5mv至10mv，通常选用10-22μf电容就足够了。为保证系统的稳定性，第一级的电容容量（cout）必须小于第二级的旁路电容（c1）。
一旦确定了第一级电容器并给出了特定频率下规定的输出电压纹波，第二级lc滤波器所需的衰减可确定为：
其中，v1,p--p代表输出电容器的电压纹波峰-峰值，vo,p--p代表第二级滤波器之后的输出电压峰-峰值。
使用相量分析，lc滤波器增益的振幅可通过以下公式计算：
阻尼支路由一个大电阻和电容串联组成，其阻抗在开关频率下比对地支路大得多。因此，图1所示的滤波器可等效于一个二阶rlc滤波器。滤波器的截止频率为：
滤波电感的dcr不仅增加功耗，而且降低输出电压的精度。随着直流电流的增大，电感的磁芯材料会逐渐饱和，从而导致电感量下降。因此，电感应选择dcr最小，且确保额定直流电流下的电感量足够高。通常，可以选择电感值为0.22µh到1µh的电感来实现所需的输出纹波。
第二级lc滤波器是一个二阶滤波器，在截止频率之后每十档衰减40db。可根据以下公式估算出其在给定频率下的衰减：
根据公式（5）计算出的衰减，可使用以下公式计算出所需的截止频率：
可计算出所需的对地支路的电容值（c1）：
陶瓷电容器由于超低esr和esl的特点，可作为旁路电容使用。但在直流偏压下，陶瓷电容器的电容额定值会发生显著下降。
图2给出了额定电压为6.3v的murata 0805陶瓷电容器的直流降额曲线。如图所示，在满额直流偏压下，电容值降到额定值的20%。考虑降额因素，旁路电容额定耐压应大于输出直流偏压。
图2：dc偏置下的典型陶瓷电容降额曲线
阻尼设置
若第二级lc滤波器的阻尼不合适，可能会出现谐振。滤波电感与旁路电容之间的谐振会放大输出纹波，在负载瞬态时还会产生振铃。
图3a显示了第二级lc滤波器的欠阻尼变换器系统的输出电压。起初，系统在稳态下运行。当t=200µs时，负载瞬态从1a变成2a，引起输出电压振铃。图3b显示过阻尼二级滤波器负载瞬态下的输出电压和电流。
为避免在负载瞬态时产生振铃，第二级lc滤波器谐振必须得到适当的抑制。在大多数设计中，第二级滤波器会放置在控制回路之外，以避免控制回路不稳定。因此，阻尼必须使用无源元件（附加阻尼电阻）。
图3：瞬态响应
滤波电感dcr向网络提供阻尼。然而，为了能向串联rlc电路提供足够的阻尼，串联电阻必须满足
。大部分情况下，dcr无法独自提供足够的阻尼。为此，将rc阻尼网络与旁路电容并联，即可与dcr电阻一起组成阻尼谐振电路。
设计实例
图4：mps公司的evrf0102-a超低噪声电源模块
mps公司的evref0102a，是一款采用了五个集成电感的高效降压开关电源模块，为高速数模变换器提供超低噪声的“纯净”电源。mpm3833c是一款6v、3a、超小型降压电源模块；mpm3683-7是一款16v、8a电源模块。两款电源模块都集成保护功能，包括ocp、ovp、uvp和otp。与传统的ldo解决方案相比，evref0102a将效率提高了80%。
evref0102a模拟电源模块采用强制连续导通工作模式（ccm）和后无源滤波器，实现了超低噪声水平，可以满足高速数模变换器规范。其中，最敏感的adc和dac电源使用clc无源滤波器，其他电源使用电容滤波器。
mpm3833c电源模块用来为adc_avcc电压轨供电。mpm3833c内部集成了一个1μh的功率电感，通过公式lmin= [(vin - vout)d] / il,p-pfsw，可计算出电感在5v输入和0.925v输出时的电流纹波为0.63a。再基于公式cmin = il,p-p / 8fsw ∆vc,p-p选择第一级输出电容器为22µf，为第二级滤波器提供3mv的电压纹波。
第二级lc滤波器的所需增益由公式a0,db = 20log( v0,p-p / v1,p-p)确定为-30db，在开关频率下可实现120μv的输出电压纹波。考虑到尺寸和额定电流，选择具有足够额定电流的0.24μh murata芯片电感dfe201612e-r24。adc和dac电源要求超低噪声频率范围高达15mhz。为了提供足够的衰减裕度，第二级滤波器的截止频率选择为25khz，滤波电容器选择150µf。这种设计虽比较保守，但能提供足够的裕度。阻尼电容选用100mω esr 的sp电容器。鉴于sp电容的串联电阻足够高，因此无需添加外部电阻来增加阻尼。
evref0102a输出噪声测量的fft结果如图5所示，开关频率处的峰值噪声被降至14μv。
图5：evref0102中adc_avcc电源的输出噪声测量
SD内存插槽及测试点
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第二级lc滤波器的典型电路如图1所示。
第二级滤波器由一个滤波电感及其内阻（dcr）、一个对地电容支路和一个阻尼支路组成。滤波电感（lf）在设计的高频范围内具有电阻，并以热量的形式耗散噪声能量。该电感与附加的并联电容结合形成低通lc滤波器网络。
图1：带并联阻尼支路的两级lc滤波器
合理设计第二级滤波器能有效降低输出电压噪声。针对工作频率来选择lc滤波器至关重要。设计的第一步是根据公式（1）选择第一级输出电容器。
在第一极的设计中，典型的输出电压纹波一般为5mv至10mv，通常选用10-22μf电容就足够了。为保证系统的稳定性，第一级的电容容量（cout）必须小于第二级的旁路电容（c1）。
一旦确定了第一级电容器并给出了特定频率下规定的输出电压纹波，第二级lc滤波器所需的衰减可确定为：
其中，v1,p--p代表输出电容器的电压纹波峰-峰值，vo,p--p代表第二级滤波器之后的输出电压峰-峰值。
使用相量分析，lc滤波器增益的振幅可通过以下公式计算：
阻尼支路由一个大电阻和电容串联组成，其阻抗在开关频率下比对地支路大得多。因此，图1所示的滤波器可等效于一个二阶rlc滤波器。滤波器的截止频率为：
滤波电感的dcr不仅增加功耗，而且降低输出电压的精度。随着直流电流的增大，电感的磁芯材料会逐渐饱和，从而导致电感量下降。因此，电感应选择dcr最小，且确保额定直流电流下的电感量足够高。通常，可以选择电感值为0.22µh到1µh的电感来实现所需的输出纹波。
第二级lc滤波器是一个二阶滤波器，在截止频率之后每十档衰减40db。可根据以下公式估算出其在给定频率下的衰减：
根据公式（5）计算出的衰减，可使用以下公式计算出所需的截止频率：
可计算出所需的对地支路的电容值（c1）：
陶瓷电容器由于超低esr和esl的特点，可作为旁路电容使用。但在直流偏压下，陶瓷电容器的电容额定值会发生显著下降。
图2给出了额定电压为6.3v的murata 0805陶瓷电容器的直流降额曲线。如图所示，在满额直流偏压下，电容值降到额定值的20%。考虑降额因素，旁路电容额定耐压应大于输出直流偏压。
图2：dc偏置下的典型陶瓷电容降额曲线
阻尼设置
若第二级lc滤波器的阻尼不合适，可能会出现谐振。滤波电感与旁路电容之间的谐振会放大输出纹波，在负载瞬态时还会产生振铃。
图3a显示了第二级lc滤波器的欠阻尼变换器系统的输出电压。起初，系统在稳态下运行。当t=200µs时，负载瞬态从1a变成2a，引起输出电压振铃。图3b显示过阻尼二级滤波器负载瞬态下的输出电压和电流。
为避免在负载瞬态时产生振铃，第二级lc滤波器谐振必须得到适当的抑制。在大多数设计中，第二级滤波器会放置在控制回路之外，以避免控制回路不稳定。因此，阻尼必须使用无源元件（附加阻尼电阻）。
图3：瞬态响应
滤波电感dcr向网络提供阻尼。然而，为了能向串联rlc电路提供足够的阻尼，串联电阻必须满足
。大部分情况下，dcr无法独自提供足够的阻尼。为此，将rc阻尼网络与旁路电容并联，即可与dcr电阻一起组成阻尼谐振电路。
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