简单聊一下用来反转电压的inverting converter
我们花了十多次的篇幅，说明了常用的交换式电源的原理。从可以升压的 boost converter 开始，到降压用的 buck converter，我们用 mc34063a 这颗古老但历久弥新的交换式电源控制 ic，示范了电路的原理和设计，也带大家使用 ti 的零件选择工具和在线仿真工具来设计电路，这一回我们要简单聊一下用来反转电压的 inverting converter。
反转世界
invertering converter 是交换式电源中相当特殊却比较少用到的一种，它的输出电压极性和输入电压的极性相反，而且输出电压的绝对值可以比输入电压高或低，因此在某些分类上它也被归类为「buck-boost converter」，也就是可以升压或降压的电源转换器，但一般来说，它仍然比较常用来产生与输入电压极性相反的电压。
所谓极性相反，其实就是针对同一个参考地电位，如果输入电压是正的，输出电压就是负的。
那什么时候会用到负的电压呢？
在很早很早的年代，有一些 dram 芯片会需要好几组不同的电源电压，其中有一组就是负的电压。比方说 apple ii 计算机上用的 dram 芯片 4116（一颗只有 16 k bits，也就是 2 k bytes）就需要 +12 v、+5 v 和 -5 v 三组电源，因此 apple ii 的主板电源供应器上就有 -5 v 的输出。当然这是非常久以前的需求，随着半导体制程的进步，后来的 ic 即使有负电压的需求，也都可以在芯片上利用 charge pump 电路产生所需的负电压，不需要再外接负的电源。
除了 dram 之外，早期有一种速度很快的逻辑电路 ic 叫做 ecl（它的逻辑准位跟一般的逻辑 ic 很不一样，其工作电压是负的，因此需要负的电源供应器），它在 cmos 电路的传递延迟还要十几二十 ns 的年代，就可以达到 2 ns 以下的传递延迟。
80 年代许多超级计算机都是使用这种叫做 ecl（emitter-coupledlogic）的晶体管逻辑 ic 设计的，但随着半导体制程的进步，cmos 逻辑的速度越来越快，又有消耗功率低的优势，ecl 也越来越少看到了。
至于模拟电路，常见的双极性放大电路也会需要负的电压，让输入和输出讯号都可以在正电压和负电压之间摆荡，但由于模拟电路对电源噪声比较敏感，一般如果是运算放大器需要双电源，不会用交换式电源来供应，因为交换式电源一定会有输出涟波，常见的做法是把输入和输出偏移到 1/2 vcc，把 vcc 当正电源、gnd 当负电源准位来使用。
因为以上种种理由，现在的电路设计中会用到负电源的场合越来越少，所以 inverting converter 使用的机会也越来越少，所以我们将它放在这个系列的最后。
电路结构
上图是简化后的 inverting converter 电路。如果有看过这个系列的读者，对这个电路一定觉得不陌生，它看起来有点想 buck converter，又有点像 boost converter。
其实不管是 buck、boost，还是 inverting converter，工作的原理都一样：在某个周期中，先把能量储存在电感中，在另一个周期中，将能量从电感里释放出来，而储存能量时，负载就由输出的滤波电容器暂时供电。
我们来看看 inverting converter 怎么工作的。
在一开始的储能周期中，切换开关闭合，电流由输入流向电感，将能量储存在电感中，而图中的二极管则限制了对电感充电的电流，只能流向电感，不会流向输出。
接下来，切换开关断开。此时，电感因为有着「不允许电流有不连续变化」的特性，会让上面的电流持续往同一个方向流动，同时因为电流的变化率会从「增加」变为「减少」，根据我们之前推导过很多次的交换式电源电路原理，在电流变化率转变的同时，电感上的电压方向也会反转。
因此在这个周期中，电感上的电流持续往同一个方向流动，但是电感上的电压却反转了，这个反转的电压就流向输出，同时对输出的滤波电容充电。
又回到电感的储能周期。这时由于输出的滤波电容已经在上一个周期充饱电荷，因此在储能周期时，滤波电容里的电荷可以继续供应负载所需的电流。
重复以上第二个、第三个状态，就能持续不断供应极性已经反转的电源给负载。
我们之前说过，boost 电路之所以输出电压一定比输入电压高，是因为当电感在放电周期时，电感上的电压与输入电压串联，但在 inverting 结构中，电感放电时，它只透过二极管与负载串接，没有输入电压的介入，因此 inverting converter 可以输出的电压范围是 0 到负无限大，至于要负多大，则一样是由电感充放电的 duty cycle 来决定。
输出电压控制
推导的过程照例我略过，直接告诉读者结果：
vout / vin = -d /(1-d)
d 就是我们之前的 duty cycle：d = ton/ (ton + toff)
我们如果将上面那个输出电压与输入电压的比值画成图，就会得到：
可以看出，这个曲线跟 boost converter 的控制曲线非常相似，因为它们都有一项（1-d）在分母，因此画出来的曲线会是双曲线的一部分。
和 boost converter 一样，虽然输出电压「似乎」可以达到无限大或负无限大，但当 duty cycle 过了某个比值（大概是 0.9）后，电压就会快速上升。在这个区间中，duty cycle 只要变化一点点，输出电压的变化就会非常大，这会造成控制电路设计上的困难，因此如同 boost converter 一样，一般我们设计 inverting converter 时，会将 duty cycle 限制在 0.8，甚至更低的比值以下。
电路实战
我们之前在介绍 boost 或 buck converter 时，有用 mc34063a 来示范实际可以运作的电路。不管是 buck 还是 boost，它们的控制特性都是「ton 的时间越长，输出电压就越高」，因此两者可以用同一种控制逻辑来控制：「输出电压低于目标电压，ton 就开长一点；输出电压高于目标电压，ton 就开短一点甚至不开」。
那么 mc34063a 可以用来做 inverting converter 吗？我们来看看 inverting converter 的控制曲线，它其实跟 boost converter 很类似，也是 duty cycle 越大，输出电压就越大，只是是「负」的越大。
因此 mc34063a 也可以拿来做 inverting converter 的设计，但特别要注意的地方是回授电压的安排。因为当输出是负电压时，经过回授分压电阻而产生的回授电压也会是负的，但 mc34063a 并不能接受负的回授电压，它里面的比较器参考电压仍是 1.25 v，不是 -1.25 v。
该怎么办呢？山不转路转，其实我们只要把 mc34063a 的内部比较器用来当作参考地电位的第四脚 gnd，接到输出电压上就好了。因为 vout 是整个电路中最低的电压，电路中 gnd 的电压其实比 vout 还高，因此对于 mc34063 来说，这样接的时候 vfb 拿到的电压会变成「负的负 1.25 v」，负负得正，mc34063a 就会「看到」 1.25 v 的回授电压了。
上图是 mc34063a 的 datasheet 中，关于 inverting converter 的示范电路。可以看到在 boost 或 buck converter 电路中接到 gnd 的第四脚，在 inverting converter 的电路中被接到 vout，而另一个要注意的地方是，因为用来设定交换频率的振荡器控制电容 ct 也会参考 1.25 v 的比较电压，所以这个电容器的负极也一样要接到第四脚，与整个控制电路共享同一个参考电位。
小结
关于交换式电源的这个系列文章，我们就说到这里了。我们在过去的大半年，带着读者看了 boost converter、buck converter，也示范了利用单颗 ic 设计的电源电路，或是需要外加晶体管以增加输出功率的 controller 电路，最后我们在这一回简单介绍了 inverting converter，用来产生与输入与电压相反的负电压。
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所谓极性相反，其实就是针对同一个参考地电位，如果输入电压是正的，输出电压就是负的。
那什么时候会用到负的电压呢？
在很早很早的年代，有一些 dram 芯片会需要好几组不同的电源电压，其中有一组就是负的电压。比方说 apple ii 计算机上用的 dram 芯片 4116（一颗只有 16 k bits，也就是 2 k bytes）就需要 +12 v、+5 v 和 -5 v 三组电源，因此 apple ii 的主板电源供应器上就有 -5 v 的输出。当然这是非常久以前的需求，随着半导体制程的进步，后来的 ic 即使有负电压的需求，也都可以在芯片上利用 charge pump 电路产生所需的负电压，不需要再外接负的电源。
除了 dram 之外，早期有一种速度很快的逻辑电路 ic 叫做 ecl（它的逻辑准位跟一般的逻辑 ic 很不一样，其工作电压是负的，因此需要负的电源供应器），它在 cmos 电路的传递延迟还要十几二十 ns 的年代，就可以达到 2 ns 以下的传递延迟。
80 年代许多超级计算机都是使用这种叫做 ecl（emitter-coupledlogic）的晶体管逻辑 ic 设计的，但随着半导体制程的进步，cmos 逻辑的速度越来越快，又有消耗功率低的优势，ecl 也越来越少看到了。
至于模拟电路，常见的双极性放大电路也会需要负的电压，让输入和输出讯号都可以在正电压和负电压之间摆荡，但由于模拟电路对电源噪声比较敏感，一般如果是运算放大器需要双电源，不会用交换式电源来供应，因为交换式电源一定会有输出涟波，常见的做法是把输入和输出偏移到 1/2 vcc，把 vcc 当正电源、gnd 当负电源准位来使用。
因为以上种种理由，现在的电路设计中会用到负电源的场合越来越少，所以 inverting converter 使用的机会也越来越少，所以我们将它放在这个系列的最后。
电路结构
上图是简化后的 inverting converter 电路。如果有看过这个系列的读者，对这个电路一定觉得不陌生，它看起来有点想 buck converter，又有点像 boost converter。
其实不管是 buck、boost，还是 inverting converter，工作的原理都一样：在某个周期中，先把能量储存在电感中，在另一个周期中，将能量从电感里释放出来，而储存能量时，负载就由输出的滤波电容器暂时供电。
我们来看看 inverting converter 怎么工作的。
在一开始的储能周期中，切换开关闭合，电流由输入流向电感，将能量储存在电感中，而图中的二极管则限制了对电感充电的电流，只能流向电感，不会流向输出。
接下来，切换开关断开。此时，电感因为有着「不允许电流有不连续变化」的特性，会让上面的电流持续往同一个方向流动，同时因为电流的变化率会从「增加」变为「减少」，根据我们之前推导过很多次的交换式电源电路原理，在电流变化率转变的同时，电感上的电压方向也会反转。
因此在这个周期中，电感上的电流持续往同一个方向流动，但是电感上的电压却反转了，这个反转的电压就流向输出，同时对输出的滤波电容充电。
又回到电感的储能周期。这时由于输出的滤波电容已经在上一个周期充饱电荷，因此在储能周期时，滤波电容里的电荷可以继续供应负载所需的电流。
重复以上第二个、第三个状态，就能持续不断供应极性已经反转的电源给负载。
我们之前说过，boost 电路之所以输出电压一定比输入电压高，是因为当电感在放电周期时，电感上的电压与输入电压串联，但在 inverting 结构中，电感放电时，它只透过二极管与负载串接，没有输入电压的介入，因此 inverting converter 可以输出的电压范围是 0 到负无限大，至于要负多大，则一样是由电感充放电的 duty cycle 来决定。
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d 就是我们之前的 duty cycle：d = ton/ (ton + toff)
我们如果将上面那个输出电压与输入电压的比值画成图，就会得到：
可以看出，这个曲线跟 boost converter 的控制曲线非常相似，因为它们都有一项（1-d）在分母，因此画出来的曲线会是双曲线的一部分。
和 boost converter 一样，虽然输出电压「似乎」可以达到无限大或负无限大，但当 duty cycle 过了某个比值（大概是 0.9）后，电压就会快速上升。在这个区间中，duty cycle 只要变化一点点，输出电压的变化就会非常大，这会造成控制电路设计上的困难，因此如同 boost converter 一样，一般我们设计 inverting converter 时，会将 duty cycle 限制在 0.8，甚至更低的比值以下。
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因此 mc34063a 也可以拿来做 inverting converter 的设计，但特别要注意的地方是回授电压的安排。因为当输出是负电压时，经过回授分压电阻而产生的回授电压也会是负的，但 mc34063a 并不能接受负的回授电压，它里面的比较器参考电压仍是 1.25 v，不是 -1.25 v。
该怎么办呢？山不转路转，其实我们只要把 mc34063a 的内部比较器用来当作参考地电位的第四脚 gnd，接到输出电压上就好了。因为 vout 是整个电路中最低的电压，电路中 gnd 的电压其实比 vout 还高，因此对于 mc34063 来说，这样接的时候 vfb 拿到的电压会变成「负的负 1.25 v」，负负得正，mc34063a 就会「看到」 1.25 v 的回授电压了。
上图是 mc34063a 的 datasheet 中，关于 inverting converter 的示范电路。可以看到在 boost 或 buck converter 电路中接到 gnd 的第四脚，在 inverting converter 的电路中被接到 vout，而另一个要注意的地方是，因为用来设定交换频率的振荡器控制电容 ct 也会参考 1.25 v 的比较电压，所以这个电容器的负极也一样要接到第四脚，与整个控制电路共享同一个参考电位。
小结
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