RCD吸收计算结果为何与实际差别大？
网上有很多关于rcd钳位吸收计算的技术文章和观点，但很多人发现计算出的数值和实验得到的参数并不一样。相信很多工程师都有这样的体会 - 就是计算出的电阻 rsn 比实际实验得到的数值要小很多。大家有没有兴趣讨论一下 ~
下面介绍一下本人在实验过程中发现的 3个原因 ~
1. 漏感测量的误差大 - 由于仪器和测试的问题导致漏感测量的误差可以很大（尤其是体积小变压器），通常是测得的漏感偏大。导致计算结果的不准确（电阻偏小）。
2. rcd计算公式中忽略了二极管dsn的正向导通延迟时间和开关损耗，假设所有漏感引起的功耗都消耗在了电阻 rsn 上，使得计算出的电阻数值偏小。
3. 计算公式忽略了漏感对mos管输出电容 coss 的充电，而这一部分的能量是不能忽略不计的。
有关 rcd 的计算公式在网上可以找到不少，大致的算法都差不多。其中 fairchild 的 an-4147 比较具有代表性。对于rcd的计算公式，相信很多网友都很熟悉。在此不再重复。
请看：
vsn = 110v;vor = 40v;ipk = 4.2a;llk= 2.79uh;fs = 50khz; 根据公式
得出 rsn = 6.2k
实验得到的数值是 rsn = 30k 时，可以做到 vsn = 110v。与用公式计算的结果 6.2k 相差甚远 ~
上面只计算了电阻 rsn 的数值，而没有算 csn。是因为实际上电容的角色在这个线路中并不重要，本身也并不吸收（消耗）能量。只要数值取稍大一点就行了，对 vsn 和 rsn的大小也没有什么影响。有些网友在实验的时候，一会儿改电容 csn，一会儿改电阻 rsn，是对线路的理解不太够。
看到有网友不太清楚 rsn 计算公式的推导，顺便在这儿推导一下 ~
1. 当mos管关断时，初级电流达到了最大值 ipeak。电压vds 迅速上升至a点，漏感 llk上的能量开始对csn冲电。2. csn上的电压在整个过程中几乎不变，其大小是vsn。3. 由于此时次级的整流管已经导通，次级圈上的电压被钳制到输出电压 vo。反射电压 vor (或者写成 nvo) 在初级建立。4. 漏感对 csn 放电时，漏感上的电压被钳制到 vsn - vor。5. 漏感上的电流变化为
6. 在漏感对csn充电的过程 ts 中，漏感两端的电压始终是 vsn - vor。7. 充电电流 isn 由初始值 ipeak 一路线性下降到 0，此时漏感上的能量全部释放掉了。
8. 由于电流 isn 的变化是线性的，可以用几何的方法计算出 csn 在一个周期里充电的总能量是
9. rcd 线路消耗的功率是
由
10. 假设 csn 在放电的过程中，两端电压变化不大，其值为vsn。则rsn近似为
下面言归正传，讨论一下那些因素导致 rcd 计算的结果和实际的数值差别很大。
（一）漏感
我们在上面的例子中看到，计算的电阻值与实际得到的参数相差有几倍之多。如果相差百分之五十，那么在工程设计中还是有参考价值的。但是差出几倍的话，可以说计算的意义已经不大了。fairchild 的公式推导中，做了一些近似，而且把所有的元件都当成是理想元件。这其中不可避免的会引入一些误差。但本人在实验中发现这些还不是最主要的原因，影响最大的是漏感测量的误差造成的。
经常听到一些网友讲 - 测到的变压器漏感很大，尤其是小变压器。有的达到10%，还有人讲大到100% 的。甚至网上有人发帖说“漏感比感量还大”。看标题就知道内容了。 我们知道初级线圈的漏感是 mosfet 两端尖峰产生来源，漏感的大小直接影响到 rcd 吸收线路的参数。如果漏感多出几倍，那么rsn的数值也肯定会差很远。 所以漏感的准确测量是非常重要的。有人（包括某些专家）说变压器的漏感通常在1-5%之间，所以可以估计个数值，用来计算 rcd。个人觉得这种说法不太靠谱 ~ 如果实际的漏感是 5%，而你用 2% 去计算。结果不是要差出两倍吗
为什么小个子的变压器的漏感测出来会很大呢？其原因是变压器的每个绕组都有铜线内阻r存在。变压器越小，圈数越多，铜线上的电阻也就越大。 而测试电感的 rcl meter在测试的时候并不知道有铜线内阻的存在，而是把线圈当做纯电感来测量。 我这里把变压器线圈简单的等效成一个电感与一个电阻的串联 （实际的等效电路要复杂很多）
正常的情况下，圈数越多铜线内阻越大，电感量也越大。电感的感抗比内阻大的多，所以铜线的内阻对电感的测量影响不大。 但测漏感的时候情况就不一样了。这时候漏感只有线圈感量的 1 - 5%，而铜线内阻还是那么大。对于小变压器来说，铜线的电阻甚至比漏感的感抗还要大。测出的漏感的误差就可想而知了 ~
下面看一个实际的例子：
一个ee16的反激变压器， 初级绕了一、二百圈。感量3.0mh， 铜线内阻 3.3 ω。 下面的表格显示了在不同频率下，初级绕组感抗 zl 与铜线内阻的对比。可以看出当测试频率高于 1khz 时，初级绕组的感抗都要比内阻大很多 。所以电感的测量误差很小。
假设漏感是初级感量的 3%，也就是90uh，再看看漏感感量和铜线内阻的对照。不难发现当频率在10khz的时候，感抗比铜线内阻也大不了几倍。这时候测量出的漏感还是有较大的误差。
我们通常用的 rcl 测试仪， 有的测试频率能够达到 10khz 或更高。也有的测试仪频率只有120hz 和 1khz 两种，我手上的巧好是后者。用 1khz测量这个ee16变压器的漏感是 267uh，也就是差不多 9% 的初级感量。问过变压器的供应商，被告知如果用10khz的频率测量，漏感大概是5-6% 的样子。各位的经验差不多是这样吧 ~
如果用120hz的频率来测，漏感能有多少呢？ 实测的漏感有 80%还多。测出的漏感比感量还大，应该是用120hz的频率测的 ~
由上面的表格中，我们可以看出 rcl 仪器测试频率和漏感的测量误差之间存在的关系。在测量漏感的时候，（在低频范围内）频率越高相对的误差会越小。但即使用10khz的频率，也还是有较大的误差。然而，很多时候我们手上的仪器有限，不一定能提供更高的频率。那只有考虑其他的办法了 ~
下面介绍一下我在实验中采用的漏感测试方法 - lc 谐振的方法。
lc 谐振的电路大家都很熟悉，一个电感和一个电容，串联或是并联的线路。在某一频率会产生谐振，此时的振幅最大。利用这个线路，在已知电容容值的情况下，找到谐振的频率。进而可以计算出电感的数值。
如上图，左边用信号源提供正弦波信号，在电感的两端（包括了串联的铜线内阻）用示波器观察信号的幅度。并记录下幅度最高时的输入频率 f 。
上面例子中的 ee16反激变压器，测得的初级漏感的谐振频率是 f = 169khz。线路中的电容值实际测得是 c= 9.83nf 。 这个lc谐振电路的谐振频率表达式如下：
由于 cr2/l 部分很小，可以忽略不计。频率的公式可以简化为：
计算出变压器的初级漏感 llk= 90uh， 相当于 3% 的初级电感。 这个数值比用 rcl 测试仪在 1khz 频率时测得的 9% 的漏感要小 3 倍，也比用 10khz 频率测得的 5-6% 的漏感要小很多 ~
由此可见 - 漏感测量的误差可以很大，由此而计算出的 rcd 参数其准确性也会大打折扣。
对上面测试的 lc 谐振的频率，我用线路模拟验证了一下。结果吻合的很好 ~
如果减小了漏感的误差，那么rcd计算的数值是否与实验参数接近了呢？，我们下面做个实验来验证一下 ~
一个反激电源工作在dcm模式；变压器 pq3230：初级电感 lp = 205uh；初级漏感 llk= 5.5uh （@ 1khz）; 用lc谐振的方法测得： llk= 2.1uh开关频率 fs = 76khz初级电流 ipeak = 3.13a （输出 12.4v / 5a)钳位电压 vsn = 210v反射电压 vor = 85v ； vin = 140v根据 fairchild 的公式
得到由漏感而引起的功率损耗是 psn = 1.32w； 理论上这些能量都消耗在 rsn上，由公式
计算出rsn= 33k
实验得到的rcd参数是： dsn = uf4007；csn = 0.01uf/1kv；rsn = 39k / 3w
与计算出的电阻 rsn 的 33k 相差的不多。 如果计算出的数值能如此地接近实验的结果，那么已经是很不错了。
但是仔细观察一下各处的波形，发现事情还没有那么简单 ~
下图中黄色为a点波形；蓝色为b点波形
放大一点看 ~
再放大一点 ~
我的rcd的波形怎么是这样的？
ａ点的波形和ｄ中的电流，然后是
展开：
上贴提到二极管 uf4007 有功率消耗。但具体功耗是多少，很难准确的计算或测量。 只能根据其发热的情况，大致地估计一下。为了方便测量，把二极管 uf4007 和 rsn 39k 搬到板子的背面。
然后用红外测温仪记录一下电阻和二极管上的温度
凭元件上的温度来估计功耗肯定是不会很准的，但也没有想出什么更好的办法。 3w 电阻上的功率损耗是0.5w、温度74.3c， 而个子小一半的二极管上的温度是66.1c。估计uf4007上的功耗大致有0.2~0.25w吧 ~
由实验看出 - 由于rcd 吸收线路中的二极管不是理想元件，本身有一定的损耗。这是rcd 公式计算误差大的另一个原因（导致计算出的电阻阻值偏小） ~
（三）coss
大家都知道 mos 管的输出电容 coss 的存在。coss上面会储存和释放能量，mos管的开关过程中，也会造成功率损耗从而影响效率。
当mos管关闭后, vds 两端的电压迅速上升。电容 coss 同时被充电。在一技术文文章中，（西安科技大学）刘树林教授的观点是 - “流过变压器原边的电流ip首先给漏源寄生电容cds（coss）恒流充电(因lp很大)，uds快速上升(寄生电容cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到cds（coss）”
而某网站官方 认为“漏感能量在传递到rcd钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于mos管的输出电容上，也就是coss，因为，漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量”
我比较认同后者。起码来说漏感从一开就参与了给coss充电，而当电压上升到vin+vor的时候，漏感继续给coss充电，直至coss上的电压升至vin+vsn。 一个周期内漏感充电给coss 的能量是
这些能量在coss与漏感llk的谐振中衰减，部分传递到次级输出。剩余的部分在mos再次开通时消耗在mos管的导通电阻上了。其功率损耗为
要想计算出coss上的能耗，首先要知道 coss 是多少。本例中所用的是‘富士’的 fmv11n60e。规格书中的 coss 150pf（typical）是在电压25v时的数据. coss 随电压变化的曲线如下 -
由图中可以看出当电压升至几百v 的时候， coss 就只有几十 pf 了。 于是某网站指出- “mos管输出电容上损耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的 3%左右，所以可以忽略不计”
coss上的能耗是不是真的很小，以至于可以忽略不计呢？ 我们还是需要具体的计算一下。显然这个 coss 是很难准确计算出来的，只有用实验的手段来测量其实际的数值。
上面这个波形是典型的反激 dcm mode的开关管vds的样子。图中左边的谐振是初级漏感 llk和 coss组成的，右边的谐振是初级电感 lp和 coss构成的。
实际上参与谐振的除了 coss 以外，还有其他的一些电容存在- 包括变压器的初级线圈线间/层间电容 cp（见上图）、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容等等 ..... 我们在这里用 ctot来代表所有这些电容的总和。 所以实际上，上图中的谐振分别是 llk和 ctot、以 lp 和 ctot所构成的。这里我们忽略其他的电容成分（以便于计算），近似地认为 ctot= coss + cp。
这两个谐振的频率是很容易在波形上测量出来的。而初级电感 lp和漏感 llk都是已知的，所以计算出 ctot并不困难 ~
1. 先看看初级电感 lp和 ctot的谐振
由图中读出谐振的振荡周期是 2.2us / 2 = 1.1us；已知lp = 205uh，由谐振公式
计算出 ctot1 = 149 pf
2. 再看看初级漏感 llk和 ctot的谐振
由图中读出谐振的振荡周期是 402ns /4 = 100.5ns；已知漏感 llk= 2.1uh，由谐振公式
计算出 ctot2 =122 pf
由这两个谐振算出来的 ctot差别有点儿大，原因待查（也可能是测量的误差）。由于其中的coss本身不是定数，随电压升高而下降，所以这个趋势还是对的 ~ 我们以ctot=122 pf 继续下面计算
上面计算中 ctot= 122pf，接下来算一算coss 到底是多少 ~
由于 ctot= cp + coss， 所以还要知道 cp的大小才行。用12贴中谐振的方法，测得初级线圈电感和电容的谐振频率为1.75mhz 。根据谐振频率公式
计算出 cp = 43pf于是有 coss = 122 - 43 = 79pf。 这个电容值实际上还包括一些线路分布电容、次级反射电容等等.......所以实际的 coss 会比这个值还小。
计算 coss上的能耗 -
得到 pcoss = 0.368w 这个结果显然不止 3% 那么小 ~至此，让我们回过头来看看各部分的能耗。看看原本假设全部消耗在rcd 电阻上的能量实际上去了哪里 -
电阻 rsn 上的能耗 prsn= 0.5w二极管 uf4007上的能耗pdsn= 0.2~0.25wmos管输出电容 coss上的能耗 pcoss= 0.368w-------------------------------------------------------------------上面各项的总和是1.07 ~1.12w
这个结果与用公式计算出来的 rcd 线路的功耗 1.32w 已经比较接近 。由于在计算和测试过程中有很多的近似甚至估计，误差可以有10-30%。不过即使这样，也还算是吻合的不错 ~
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下面介绍一下本人在实验过程中发现的 3个原因 ~
1. 漏感测量的误差大 - 由于仪器和测试的问题导致漏感测量的误差可以很大（尤其是体积小变压器），通常是测得的漏感偏大。导致计算结果的不准确（电阻偏小）。
2. rcd计算公式中忽略了二极管dsn的正向导通延迟时间和开关损耗，假设所有漏感引起的功耗都消耗在了电阻 rsn 上，使得计算出的电阻数值偏小。
3. 计算公式忽略了漏感对mos管输出电容 coss 的充电，而这一部分的能量是不能忽略不计的。
有关 rcd 的计算公式在网上可以找到不少，大致的算法都差不多。其中 fairchild 的 an-4147 比较具有代表性。对于rcd的计算公式，相信很多网友都很熟悉。在此不再重复。
请看：
vsn = 110v;vor = 40v;ipk = 4.2a;llk= 2.79uh;fs = 50khz; 根据公式
得出 rsn = 6.2k
实验得到的数值是 rsn = 30k 时，可以做到 vsn = 110v。与用公式计算的结果 6.2k 相差甚远 ~
上面只计算了电阻 rsn 的数值，而没有算 csn。是因为实际上电容的角色在这个线路中并不重要，本身也并不吸收（消耗）能量。只要数值取稍大一点就行了，对 vsn 和 rsn的大小也没有什么影响。有些网友在实验的时候，一会儿改电容 csn，一会儿改电阻 rsn，是对线路的理解不太够。
看到有网友不太清楚 rsn 计算公式的推导，顺便在这儿推导一下 ~
1. 当mos管关断时，初级电流达到了最大值 ipeak。电压vds 迅速上升至a点，漏感 llk上的能量开始对csn冲电。2. csn上的电压在整个过程中几乎不变，其大小是vsn。3. 由于此时次级的整流管已经导通，次级圈上的电压被钳制到输出电压 vo。反射电压 vor (或者写成 nvo) 在初级建立。4. 漏感对 csn 放电时，漏感上的电压被钳制到 vsn - vor。5. 漏感上的电流变化为
6. 在漏感对csn充电的过程 ts 中，漏感两端的电压始终是 vsn - vor。7. 充电电流 isn 由初始值 ipeak 一路线性下降到 0，此时漏感上的能量全部释放掉了。
8. 由于电流 isn 的变化是线性的，可以用几何的方法计算出 csn 在一个周期里充电的总能量是
9. rcd 线路消耗的功率是
由
10. 假设 csn 在放电的过程中，两端电压变化不大，其值为vsn。则rsn近似为
下面言归正传，讨论一下那些因素导致 rcd 计算的结果和实际的数值差别很大。
（一）漏感
我们在上面的例子中看到，计算的电阻值与实际得到的参数相差有几倍之多。如果相差百分之五十，那么在工程设计中还是有参考价值的。但是差出几倍的话，可以说计算的意义已经不大了。fairchild 的公式推导中，做了一些近似，而且把所有的元件都当成是理想元件。这其中不可避免的会引入一些误差。但本人在实验中发现这些还不是最主要的原因，影响最大的是漏感测量的误差造成的。
经常听到一些网友讲 - 测到的变压器漏感很大，尤其是小变压器。有的达到10%，还有人讲大到100% 的。甚至网上有人发帖说“漏感比感量还大”。看标题就知道内容了。 我们知道初级线圈的漏感是 mosfet 两端尖峰产生来源，漏感的大小直接影响到 rcd 吸收线路的参数。如果漏感多出几倍，那么rsn的数值也肯定会差很远。 所以漏感的准确测量是非常重要的。有人（包括某些专家）说变压器的漏感通常在1-5%之间，所以可以估计个数值，用来计算 rcd。个人觉得这种说法不太靠谱 ~ 如果实际的漏感是 5%，而你用 2% 去计算。结果不是要差出两倍吗
为什么小个子的变压器的漏感测出来会很大呢？其原因是变压器的每个绕组都有铜线内阻r存在。变压器越小，圈数越多，铜线上的电阻也就越大。 而测试电感的 rcl meter在测试的时候并不知道有铜线内阻的存在，而是把线圈当做纯电感来测量。 我这里把变压器线圈简单的等效成一个电感与一个电阻的串联 （实际的等效电路要复杂很多）
正常的情况下，圈数越多铜线内阻越大，电感量也越大。电感的感抗比内阻大的多，所以铜线的内阻对电感的测量影响不大。 但测漏感的时候情况就不一样了。这时候漏感只有线圈感量的 1 - 5%，而铜线内阻还是那么大。对于小变压器来说，铜线的电阻甚至比漏感的感抗还要大。测出的漏感的误差就可想而知了 ~
下面看一个实际的例子：
一个ee16的反激变压器， 初级绕了一、二百圈。感量3.0mh， 铜线内阻 3.3 ω。 下面的表格显示了在不同频率下，初级绕组感抗 zl 与铜线内阻的对比。可以看出当测试频率高于 1khz 时，初级绕组的感抗都要比内阻大很多 。所以电感的测量误差很小。
假设漏感是初级感量的 3%，也就是90uh，再看看漏感感量和铜线内阻的对照。不难发现当频率在10khz的时候，感抗比铜线内阻也大不了几倍。这时候测量出的漏感还是有较大的误差。
我们通常用的 rcl 测试仪， 有的测试频率能够达到 10khz 或更高。也有的测试仪频率只有120hz 和 1khz 两种，我手上的巧好是后者。用 1khz测量这个ee16变压器的漏感是 267uh，也就是差不多 9% 的初级感量。问过变压器的供应商，被告知如果用10khz的频率测量，漏感大概是5-6% 的样子。各位的经验差不多是这样吧 ~
如果用120hz的频率来测，漏感能有多少呢？ 实测的漏感有 80%还多。测出的漏感比感量还大，应该是用120hz的频率测的 ~
由上面的表格中，我们可以看出 rcl 仪器测试频率和漏感的测量误差之间存在的关系。在测量漏感的时候，（在低频范围内）频率越高相对的误差会越小。但即使用10khz的频率，也还是有较大的误差。然而，很多时候我们手上的仪器有限，不一定能提供更高的频率。那只有考虑其他的办法了 ~
下面介绍一下我在实验中采用的漏感测试方法 - lc 谐振的方法。
lc 谐振的电路大家都很熟悉，一个电感和一个电容，串联或是并联的线路。在某一频率会产生谐振，此时的振幅最大。利用这个线路，在已知电容容值的情况下，找到谐振的频率。进而可以计算出电感的数值。
如上图，左边用信号源提供正弦波信号，在电感的两端（包括了串联的铜线内阻）用示波器观察信号的幅度。并记录下幅度最高时的输入频率 f 。
上面例子中的 ee16反激变压器，测得的初级漏感的谐振频率是 f = 169khz。线路中的电容值实际测得是 c= 9.83nf 。 这个lc谐振电路的谐振频率表达式如下：
由于 cr2/l 部分很小，可以忽略不计。频率的公式可以简化为：
计算出变压器的初级漏感 llk= 90uh， 相当于 3% 的初级电感。 这个数值比用 rcl 测试仪在 1khz 频率时测得的 9% 的漏感要小 3 倍，也比用 10khz 频率测得的 5-6% 的漏感要小很多 ~
由此可见 - 漏感测量的误差可以很大，由此而计算出的 rcd 参数其准确性也会大打折扣。
对上面测试的 lc 谐振的频率，我用线路模拟验证了一下。结果吻合的很好 ~
如果减小了漏感的误差，那么rcd计算的数值是否与实验参数接近了呢？，我们下面做个实验来验证一下 ~
一个反激电源工作在dcm模式；变压器 pq3230：初级电感 lp = 205uh；初级漏感 llk= 5.5uh （@ 1khz）; 用lc谐振的方法测得： llk= 2.1uh开关频率 fs = 76khz初级电流 ipeak = 3.13a （输出 12.4v / 5a)钳位电压 vsn = 210v反射电压 vor = 85v ； vin = 140v根据 fairchild 的公式
得到由漏感而引起的功率损耗是 psn = 1.32w； 理论上这些能量都消耗在 rsn上，由公式
计算出rsn= 33k
实验得到的rcd参数是： dsn = uf4007；csn = 0.01uf/1kv；rsn = 39k / 3w
与计算出的电阻 rsn 的 33k 相差的不多。 如果计算出的数值能如此地接近实验的结果，那么已经是很不错了。
但是仔细观察一下各处的波形，发现事情还没有那么简单 ~
下图中黄色为a点波形；蓝色为b点波形
放大一点看 ~
再放大一点 ~
我的rcd的波形怎么是这样的？
ａ点的波形和ｄ中的电流，然后是
展开：
上贴提到二极管 uf4007 有功率消耗。但具体功耗是多少，很难准确的计算或测量。 只能根据其发热的情况，大致地估计一下。为了方便测量，把二极管 uf4007 和 rsn 39k 搬到板子的背面。
然后用红外测温仪记录一下电阻和二极管上的温度
凭元件上的温度来估计功耗肯定是不会很准的，但也没有想出什么更好的办法。 3w 电阻上的功率损耗是0.5w、温度74.3c， 而个子小一半的二极管上的温度是66.1c。估计uf4007上的功耗大致有0.2~0.25w吧 ~
由实验看出 - 由于rcd 吸收线路中的二极管不是理想元件，本身有一定的损耗。这是rcd 公式计算误差大的另一个原因（导致计算出的电阻阻值偏小） ~
（三）coss
大家都知道 mos 管的输出电容 coss 的存在。coss上面会储存和释放能量，mos管的开关过程中，也会造成功率损耗从而影响效率。
当mos管关闭后, vds 两端的电压迅速上升。电容 coss 同时被充电。在一技术文文章中，（西安科技大学）刘树林教授的观点是 - “流过变压器原边的电流ip首先给漏源寄生电容cds（coss）恒流充电(因lp很大)，uds快速上升(寄生电容cds较小)，变压器原边电感储存能量的很小一部份转移到cds（coss）”
而某网站官方 认为“漏感能量在传递到rcd钳位电路之前，是有损耗的，损耗在于mos管的输出电容上，也就是coss，因为，漏感能量要先给它充能，使得它两端的电压能达到钳位电路的钳位电压，达到了钳位电压后，二极管才会导通，接着才是漏感能量向钳位电路传递能量”
我比较认同后者。起码来说漏感从一开就参与了给coss充电，而当电压上升到vin+vor的时候，漏感继续给coss充电，直至coss上的电压升至vin+vsn。 一个周期内漏感充电给coss 的能量是
这些能量在coss与漏感llk的谐振中衰减，部分传递到次级输出。剩余的部分在mos再次开通时消耗在mos管的导通电阻上了。其功率损耗为
要想计算出coss上的能耗，首先要知道 coss 是多少。本例中所用的是‘富士’的 fmv11n60e。规格书中的 coss 150pf（typical）是在电压25v时的数据. coss 随电压变化的曲线如下 -
由图中可以看出当电压升至几百v 的时候， coss 就只有几十 pf 了。 于是某网站指出- “mos管输出电容上损耗的能量是非常小的，大概在漏感能量的 3%左右，所以可以忽略不计”
coss上的能耗是不是真的很小，以至于可以忽略不计呢？ 我们还是需要具体的计算一下。显然这个 coss 是很难准确计算出来的，只有用实验的手段来测量其实际的数值。
上面这个波形是典型的反激 dcm mode的开关管vds的样子。图中左边的谐振是初级漏感 llk和 coss组成的，右边的谐振是初级电感 lp和 coss构成的。
实际上参与谐振的除了 coss 以外，还有其他的一些电容存在- 包括变压器的初级线圈线间/层间电容 cp（见上图）、线路的分布电容以及次级反射到初级的电容等等 ..... 我们在这里用 ctot来代表所有这些电容的总和。 所以实际上，上图中的谐振分别是 llk和 ctot、以 lp 和 ctot所构成的。这里我们忽略其他的电容成分（以便于计算），近似地认为 ctot= coss + cp。
这两个谐振的频率是很容易在波形上测量出来的。而初级电感 lp和漏感 llk都是已知的，所以计算出 ctot并不困难 ~
1. 先看看初级电感 lp和 ctot的谐振
由图中读出谐振的振荡周期是 2.2us / 2 = 1.1us；已知lp = 205uh，由谐振公式
计算出 ctot1 = 149 pf
2. 再看看初级漏感 llk和 ctot的谐振
由图中读出谐振的振荡周期是 402ns /4 = 100.5ns；已知漏感 llk= 2.1uh，由谐振公式
计算出 ctot2 =122 pf
由这两个谐振算出来的 ctot差别有点儿大，原因待查（也可能是测量的误差）。由于其中的coss本身不是定数，随电压升高而下降，所以这个趋势还是对的 ~ 我们以ctot=122 pf 继续下面计算
上面计算中 ctot= 122pf，接下来算一算coss 到底是多少 ~
由于 ctot= cp + coss， 所以还要知道 cp的大小才行。用12贴中谐振的方法，测得初级线圈电感和电容的谐振频率为1.75mhz 。根据谐振频率公式
计算出 cp = 43pf于是有 coss = 122 - 43 = 79pf。 这个电容值实际上还包括一些线路分布电容、次级反射电容等等.......所以实际的 coss 会比这个值还小。
计算 coss上的能耗 -
得到 pcoss = 0.368w 这个结果显然不止 3% 那么小 ~至此，让我们回过头来看看各部分的能耗。看看原本假设全部消耗在rcd 电阻上的能量实际上去了哪里 -
电阻 rsn 上的能耗 prsn= 0.5w二极管 uf4007上的能耗pdsn= 0.2~0.25wmos管输出电容 coss上的能耗 pcoss= 0.368w-------------------------------------------------------------------上面各项的总和是1.07 ~1.12w
这个结果与用公式计算出来的 rcd 线路的功耗 1.32w 已经比较接近 。由于在计算和测试过程中有很多的近似甚至估计，误差可以有10-30%。不过即使这样，也还算是吻合的不错 ~
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