为5V 1-Wire从器件提供过压保护
大多数1-wire器件工作在2.8v至5.25v vpup，进行读、写操作。eprom器件(包括ds2406、ds2502、ds1982、ds2505和ds1985)需要12v编程脉冲进行写操作。而编程脉冲对于不能承受5.5v以上电压的器件构成了过压威胁。因此，如果应用中需要在完成系统部署之后写入eprom器件，则要对5v器件进行保护(图1)。本文电路具有高达40v的正向过压保护，在电压高于12v eprom编程脉冲的条件下提供系统防护。
图1. 包含5v和12v器件的1-wire总线
保护电路要求 合适的保护电路需要满足以下几项要求： 对1-wire总线形成非常低的负载 不妨碍1-wire eprom编程 适当保护5v 1-wire器件 维持完整的通信信号幅值 此外，最好采用常用的低成本元件构建保护电路。
基本原理 图2所示为非常简单的保护电路。齐纳二极管u1限制q1的栅极电压，r1限制通过u1的电流。q1为n沟道mosfet，配制成源极跟随器，栅极电压减去一个小的偏移电压后达到1-wire从器件的io电压。为维持完整的通信信号幅值，偏移电压应尽可能低。具有负偏压的耗尽型mosfet非常适合这一应用。对supertex® dn3135进行测试，测得其偏压为-1.84v (数据资料参数vgs(off))。由此，要求栅极电压vg为3.16v，决定了u1的门限电压。
图2. 保护电路原理图
不幸的是，晶体管的偏移电压随器件、温度的不同而变化。“-1.84v”电压可能变化成-3.5v至室温下-1.5v之间的任何值。这种变化使得很难找到合适的齐纳二极管。此外，低压齐纳二极管指标通常为5ma下的指标，该电流将会影响1-wire eprom的编程电压。例如，如果工作于100µa，压降则远远低于规定门限。此时，可能选择并联型基准(与齐纳二极管非常相似)更合适，可以在电流非常小的条件下达到门限电压。例如，3.3v供电的maximlm4040，只需67µa电流就能可靠地达到反向击穿电压。根据1-wire总线在5v时达到67µa电流的要求，可计算得到：r1 = (5v - 3.3v)/67µa = 25.4kω。1-wire总线上大约10个从器件消耗的电流为67µa，这是1-wire主控器件(例如ds2480b)可以接受的。现在，我们检查12v编程脉冲器件通过r1的电流： i(r1) = (12v - 3.3v)/25.4kω = 343µa (式1)
1-wire eprom的编程电流规定为10ma。额外增加1/3ma的负载不会产生任何问题。因此，图2所示电路在mosfet偏移电压接近-1.8v时能够工作，但并不保证如此。实际应用中，最好提供可调节门限的保护电路。
利用电流源实现可调节门限 图3电路使用电流源(u1)设置q1的最大栅极电压。理想电流源所提供的电流不受其两端电压的影响。给定电流iout时，可通过选择不同的r1调节栅极电压。
图3. 利用电流源改进保护电路
nxp® pssi2021say是一款通用的单芯片电流源(图4)。器件具有4个端子，分别称为vs、iout、gnd和rext。如果安装了rext，则与内部48kω标称电阻并联。
图4. 改进后的保护电路
根据产品数据资料，iout计算如下： iout= 0.617/rext(ω) + 15µa (式2)
式中，rext= 10kω，rext并联内部48kω电阻，根据pssi2021say数据资料，典型电流为(61.7 + 15)µa = 76.7µa。输出电流在一定程度上取决于供电电压vs，尤其供电电压小于5v的条件下。测试中，3.75v下，电流达到了76.7µa。12v时，电流为94µa。由于芯片设计简单，这种结果也在接受范围之内。
采用rext= 10kω、r1 = 39kω，对图4所示电路进行测试。1-wire适配器为maxim的ds9097u-e25。图5和图6所示为1-wire适配器信号(顶部曲线)和受保护从器件的信号(下部曲线)。编程脉冲(图6)在受保护从器件上引起±3v尖峰，持续时间约为10µs。编程脉冲期间，受保护从器件的电压升至6v，可能存在潜在危险。
图5. 通信波形：适配器(上部)、受保护从器件(下部)。图4所示电路未造成1-wire信号失真。
图6. 编程脉冲：适配器(上部)、受保护从器件(下部)。
pssi2021say的缺点是消耗的电源电流相当高。12v时，包括iout的15µa，电流高达370µa。除了可调节功能，采用pssi2021say电路并不比图2方案更好。
基于带隙基准和分立电流源实现可调门限 pssi2021say数据资料介绍了电路的基本原理，主要缺点是其内部基准电压，该基准由两个串联二极管的正向导通电压提供。如果使用带隙基准代替正偏二极管，可以获得更好的性能。图7所示电路等效于pssi2021say，耗流更小，一旦带隙基准达到其正常工作电流，电流几乎与电压无关。
图7. 带有带隙基准的保护电路
晶体管q2、带隙基准u1及电阻r2、r3代替pssi2021say。r3选择100kω，带隙基准在io为2.2v时达到其最小工作电流。io为5v时，流过u1的电流为38µa；io电压为12v时，电流为108µa。
根据基尔霍夫定律，可以得到以下关系式： vbg= ie× r2 + veb (式3)
对于通用pnp晶体管，例如2n3906，veb在室温及低集电极电流下的典型值为0.6v。已知vbg为1.235v，所以该式可分解为： r2 = (vbg- veb)/ie= (1.235v - 0.6v)/ie= 0.635v/ie (式4)
为了达到与pssi2021say电路相同的标称电流(76.7µa)，计算得到r2为8.2kω。q1与图2相同时，vg必须为3.2v。忽略q2的基极电流，ic等于ie。可计算r1： r1 = vg/ic= 3.2v/76.7µa = 41.7kω (式5)
为降低1-wire主控的总体负载，需降低电流源的输出电流，将r1和r2增大4倍(r2 = 33kω，r1 = 160kω)，使电流降至19µa，形成的最大栅极电压为3.08v。实际应用中，需要调节r1，以补偿mosfet的vgs(off)容差。如果1- wire从器件的电压严格匹配v(io)，则认为找到了合适的数值。
用national semiconductor®的lm385代替linear technology®的lt1004 (市场上不常见)，对图7电路进行测试。1-wire适配器为maxim ds9097u-e25。图8和图9所示为1-wire适配器信号(上部曲线)和受保护从器件的信号(下部曲线)。编程脉冲(图9)在从器件上产生约10µs的尖峰(2v上升，1.5v下降)。该电路与图4相比，能够获得更好的性能。编程脉冲期间，受保护从器件的电压仅上升至5v电平。
图8. 没有c1时的通信波形：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。
图9. 没有c1时的编程脉冲：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。
为了减小编程脉冲引起的尖峰，安装100pf c1。图10和图11为测试结果。通信波形发生轻微失真。尖峰幅值减小(1.4v上升，1.2v下降)。相对于图9，电压不会低于3v。q1源极至gnd之间的5.1v低功耗齐纳二极管，例如bzx84，可箝位上升尖峰，但不影响下降尖峰。
图10. 安装c1时的通信波形：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。
图11. 安装c1。编程脉冲：适配器信号(下部)、受保护从器件(上部)。
保护门限 图7电路可承受的io与gnd之间的最大电压由以下因素决定： u1的最大安全电流 q2的vce击穿电压 q1的vgd和vds击穿电压 lt1004 (u1)的最大电流为20ma，2n3906 (q2)的击穿电压为40v，q1击穿电压为350v。受限制的元件为q2。40v时，通过u1的电流为143µa，远远低于20ma限值。
总结 如果能够保护5v器件不受编程脉冲的冲击，则可以在同一总线上使用1-wire eprom和5v 1-wire器件。图2所示简单保护电路一定条件下可以起到保护作用，但mosfet的栅极至源极关断电压的变化范围很宽，所以并非最佳选择，需要采用“匹配”的晶体管和并联基准。图4所示电路可调节补偿mosfet的容限，但对1-wire主控器件形成了较大负载。由于pssi2021say耐压高达75v，该电路具有高达75v的保护能力。图7所示电路的功能类似于图4，但可获得更好的性能，对1-wire主控器件形成的负载也低得多。其保护电压为40v，受限于q2。通过选择具有较高vce击穿电压的晶体管，可提高保护水平。
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图8. 没有c1时的通信波形：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。
图9. 没有c1时的编程脉冲：适配器信号(上部)、受保护从器件(下部)。
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总结 如果能够保护5v器件不受编程脉冲的冲击，则可以在同一总线上使用1-wire eprom和5v 1-wire器件。图2所示简单保护电路一定条件下可以起到保护作用，但mosfet的栅极至源极关断电压的变化范围很宽，所以并非最佳选择，需要采用“匹配”的晶体管和并联基准。图4所示电路可调节补偿mosfet的容限，但对1-wire主控器件形成了较大负载。由于pssi2021say耐压高达75v，该电路具有高达75v的保护能力。图7所示电路的功能类似于图4，但可获得更好的性能，对1-wire主控器件形成的负载也低得多。其保护电压为40v，受限于q2。通过选择具有较高vce击穿电压的晶体管，可提高保护水平。
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