电源放反接设计和缓启动电路设计分析
电源的放反接设计
在实际电路调试中，会因小失误将电源的正负极接反，从而导致电路中的相关器件损坏。即在电路设计中，增加适当的防反接电路。比较简单的电路，即在电源的输入端串联一个二极管，有效避免电源反接
但，对于二极管的防反接电路中，由于二极管的特性，其存在一定的压降。以压降比较低的肖特基二极管ss14，其在负载电流为1a时的正向压降有550mv，则二极管损失的功耗就是550mw，损耗大。为了降低损耗，可考虑使用mos管在设计防反接电路，因为mos管在完全导通时，它的内阻比较小。
如下mos管的防反接电路
a：r1、r2为分压电阻，d为齐纳二极管（稳压二极管），q为n沟道mos管。工作原理：当电源接入正确时，r1、r2串联分压，r2为vgs两端提供正向的压降，mos管ds两端沟道导通，为负载提供电流回路。其中d为过电压保护二极管，保护mos管，防止mos管vgs电压过高对mos管产生损坏。
当mos管完全导通时，对于一般的nmos管来说，其rds可以选用几 mω的，其在1a负载电流时的损耗大约在几mw左右。相对于二极管的550mw的功耗，使用mos管，能够有效的降低电源输入的损失。
当电源反接时，栅源两极并不存在正向电压差，所以漏源两极无法形成导电沟道，mos管电阻值rds很大，相当于开路状态，电路无法形成电流回路，故而起到防止反接的作用。
b：p沟道mos管设计的防反接电路。
工作原理：nmos相同，都是通过mos管栅源两极的正向电压使漏源两极想成导电沟道。一般nmos的导通电阻比pmos的要小，因此常选择nmos。
电源输入的缓启动
在电源输入的设计中，增加缓启动电路可以有效的避免电源起动时的冲击影响，电源的缓启动电路如下图所示：
缓启动电路
以mos管bsc014n06ns为例进行阐述缓启动电路的启动过程。其导通电阻典型值为1.4mω，耐压值为60v。必要要先搞清楚bsc014n06ns的相关参数，以及电路中元件的主要作用。在bsc014n06ns数手册中可知：
ciss(max) = 8125pf；
coss(max) = 1875pf；
crss(max) = 118pf；
输出电压的输出斜率主要受r4与c2决定。
对于c2的取值应满足要求
c2 >> (cgs + cgd)
其中cgs = ciss - crss；cgd = crss
c2 >> 8125pf
c2的取值可以取100nf
根据c2设计输出电压斜率的时间常数τ1，根据一阶电容的零输入响应可知：τ1 = r2*c2。若设计时间常数τ1 = 100ms，则r2取值为1mω。还要满足r4<< r2，而r5的作用是为了防止mos管产生自激振荡，一般取值很小。由bsc014n06ns数据手册可知，vgs(th)最大值为3.3v，当mos管导通之后，导通电阻rds与id之间的关系如下图所示：
mos导通后rds与id关系图
当vgs ≥ 6v时，漏源之间的导通电阻rds输出随电流之间的变化较小。
由数据手册，其测试数据如表1-1
bsc014n06ns导通电压vgs≥6v，此刻取值为6v。
由测试数据可知，当vgs = 6v、id = 12.5a时，漏源之间的导通电阻rds = 1.6mω，一般情况下，在电子电路中其电流值不会超过12.5a。
为降低支路损耗，可将分压支路总电阻设计到200k欧姆左右。
在电源电压为12v时，则其支路损耗电流为0.06ma，支路损耗为0.72mw，均可忽略不计。
采用2个完全相同的100k电阻串联实现分压。
防止过电压对mos管产生损害，在mos管的栅源两极并联一个保护二极管。
二极管v2的关断电压为7v，反向击穿电压最小值为7.78v，钳位电压为12v。而mos管的栅源电压工作范围为±20v，能够满足保护要求。
电容c1与r1、r2组成的rc电路主要只要作用时，为了保证在上电瞬间mos管处于截至状态，起到延时开通电路的作用。
其延时的时间常数主要取决于τ2
根据一阶电容的零输入响应有：
τ2 = (r1 + r2) * c1
r3作用：
1.为了给mos的提供vgs需要的电压，
2.在断电时，给电容提供放电回路，其放电时间常数可根据电容的零状态响应进行计算。
通过multisim仿真来进一步说明电路的工作原理，其仿真图可直接下载文件仿真。在仿真文件中图中c3、c4、c5、c6为去耦电容，在整个电路缓启动过行程中不起作用。电源电压取12v，负载取值为1k。
上电瞬间，mos管栅源电压为0，mos管处于截至状态，漏源(ds)两端电压等于电源电压，即vgs = 12v。当二级管导通后，栅极电压随着电容c1变化。此时mos管任然工作在截至状态，截至状态的持续时间主要取决于时间常数r1*c1
当电压升高到vgs = vgs(th)时，mos管开始导通此时ids开始有电流流过，由于ds之间还未完全导通，vds之间的电压下降的并不明显。当栅极继续充电进入米勒平台后，其栅极电压保持不变，二极管d1处于截至状态。
米勒平台持续时间主要取决于电容c2，此时，mos管ds两端电压开始以时间常数r2*c2下降。当栅极电荷充满后，mos管完全导通，此时mos管的漏源电压vds = 0v，此时负载电压和电流均达到最大值。在此过程中，负载电压和电流也按照相同的斜率进行上升。
仿真缓启动波形图
示波器xsc1中红色曲线是mos管漏源电压vds，
蓝色曲线：栅源电压vgs
绿色曲线：c1两端电压
示波器xsc2红线：负载电压曲线
橙色线：负载电流曲线
蓝色竖线：进入米勒平台，电路的换启动过程，米勒平台结束，缓启动完成。
综上所述，闭合开关后缓启动电路有三个阶段的工作状态。
第一阶段：mos管截至，截止持续时间取决于时间常数r1*c1。
第二阶段：也是缓启动电路的缓启动过程，在此过程中电路的启动斜率主要取决于时间常数r2*c2，此阶段vgs处于米勒平台区间，这个阶段是整个电路的核心阶段。
第三个阶段：米勒平台结束，mos管完全导通，整个电路也完全导通。
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如下mos管的防反接电路
a：r1、r2为分压电阻，d为齐纳二极管（稳压二极管），q为n沟道mos管。工作原理：当电源接入正确时，r1、r2串联分压，r2为vgs两端提供正向的压降，mos管ds两端沟道导通，为负载提供电流回路。其中d为过电压保护二极管，保护mos管，防止mos管vgs电压过高对mos管产生损坏。
当mos管完全导通时，对于一般的nmos管来说，其rds可以选用几 mω的，其在1a负载电流时的损耗大约在几mw左右。相对于二极管的550mw的功耗，使用mos管，能够有效的降低电源输入的损失。
当电源反接时，栅源两极并不存在正向电压差，所以漏源两极无法形成导电沟道，mos管电阻值rds很大，相当于开路状态，电路无法形成电流回路，故而起到防止反接的作用。
b：p沟道mos管设计的防反接电路。
工作原理：nmos相同，都是通过mos管栅源两极的正向电压使漏源两极想成导电沟道。一般nmos的导通电阻比pmos的要小，因此常选择nmos。
电源输入的缓启动
在电源输入的设计中，增加缓启动电路可以有效的避免电源起动时的冲击影响，电源的缓启动电路如下图所示：
缓启动电路
以mos管bsc014n06ns为例进行阐述缓启动电路的启动过程。其导通电阻典型值为1.4mω，耐压值为60v。必要要先搞清楚bsc014n06ns的相关参数，以及电路中元件的主要作用。在bsc014n06ns数手册中可知：
ciss(max) = 8125pf；
coss(max) = 1875pf；
crss(max) = 118pf；
输出电压的输出斜率主要受r4与c2决定。
对于c2的取值应满足要求
c2 >> (cgs + cgd)
其中cgs = ciss - crss；cgd = crss
c2 >> 8125pf
c2的取值可以取100nf
根据c2设计输出电压斜率的时间常数τ1，根据一阶电容的零输入响应可知：τ1 = r2*c2。若设计时间常数τ1 = 100ms，则r2取值为1mω。还要满足r4<< r2，而r5的作用是为了防止mos管产生自激振荡，一般取值很小。由bsc014n06ns数据手册可知，vgs(th)最大值为3.3v，当mos管导通之后，导通电阻rds与id之间的关系如下图所示：
mos导通后rds与id关系图
当vgs ≥ 6v时，漏源之间的导通电阻rds输出随电流之间的变化较小。
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bsc014n06ns导通电压vgs≥6v，此刻取值为6v。
由测试数据可知，当vgs = 6v、id = 12.5a时，漏源之间的导通电阻rds = 1.6mω，一般情况下，在电子电路中其电流值不会超过12.5a。
为降低支路损耗，可将分压支路总电阻设计到200k欧姆左右。
在电源电压为12v时，则其支路损耗电流为0.06ma，支路损耗为0.72mw，均可忽略不计。
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防止过电压对mos管产生损害，在mos管的栅源两极并联一个保护二极管。
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示波器xsc1中红色曲线是mos管漏源电压vds，
蓝色曲线：栅源电压vgs
绿色曲线：c1两端电压
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橙色线：负载电流曲线
蓝色竖线：进入米勒平台，电路的换启动过程，米勒平台结束，缓启动完成。
综上所述，闭合开关后缓启动电路有三个阶段的工作状态。
第一阶段：mos管截至，截止持续时间取决于时间常数r1*c1。
第二阶段：也是缓启动电路的缓启动过程，在此过程中电路的启动斜率主要取决于时间常数r2*c2，此阶段vgs处于米勒平台区间，这个阶段是整个电路的核心阶段。
第三个阶段：米勒平台结束，mos管完全导通，整个电路也完全导通。
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