基于NCP1651控制器的90W反激式单级PFC变换器原理与
基于ncp1651控制器的90w反激式单级pfc变换器原理与设计
ncp1651是一种单级功率因数控制器。介绍了ncp165l的结构、主要特点及基于ncpl651的90w通用输入单级pfc变换器原理与设计。
关键词：npci65l；单级pfc；控制器；反激拓扑；设计
0 引言
单级pfc的基本拓扑及其工作原理在《电源技术应用》等学术期刊中，已有许多文章对其进行了介绍。尽管单级pfc电路仪需一个功率升关，电路拓扑简单，效率较高，但单级pfc的实用电路却非常少见。众所周知，用于两级pfc电路的控制器lc品种和型号非常多，相关设计技术早已十分成熟，而单极pfc专用控制器芯片，长时间没有问世。迄今为止，单级pfc控制ic仅有两款：一个是数字单级pfc控制器iw2202，另一个则是安森美半导体公司推出的ncpl651。ncpl65l是一种适用于反激式拓扑的单级pfc控制器。基于ncpl65l的反激式隔离变换器，可提供中、高dc输出电压和50～250w的输出功率，满足iec1000-3-2谐波电流限制要求，并能将初级侧电压限制在700v之内。
1 ncpl65l的结构与主要特点
ncp1651采用16引脚soic封装，其中引脚14和15未连接。ncp1651的芯片电路组成与ncpl650的内部结构存在很多相同之处，其内部结构框图如图1所示。
ncp165i的各个引脚功能见表1。
ncpl65l是一种固定频率平均电流模式pwm单级pfc控制器，被用作驱动工作在连续导电模式(ccm)或不连续导电模式(dcm)的反激变换器拓扑，并编程平均输入电流跟随ac线路电压。利用平均电流模式控制ccm算法，可以限制峰值初级电流，提供接近于1的功率因数。固定频率操作，能使输入滤波器电路设计简化。ncpl65l内置高精度专利乘法器，与传统模拟乘法器比较，具有更优异的性能。ncpl65l提供逐周峰值和平均电流限制、vcc欠电压锁定和过温度(门限为160℃，带30℃滞回)关闭等保护功能。ncp1651内置高压启动电路，可直接连接到桥式整流器输出端工作。在ic开始工作后，高压启动电路截止。
ncpl651的推出，标忐着单级pfc技术开始在中、低功率电平上进入了实用化阶段。
2 基于ncpl65l的90w单级pfc变换器原理与设计
2.1 基于ncpl65i的90w通用输入单级pfc变换器电路及其工作原理
由ncpl651组成的90w通用输入单级pfc反激式变换器电路如图2所示。该变换器的ac输入线路电压范围为85～265v．dc输出电压为48v，工作在ccm方式。
在系统加电之后，桥式整流器(d1～d4)输出经d7对电容c16充电。当c16上的电压达到17v的门限电平时，ic1(ncpl651)脚16导通，内部高压启动电路中的电流源从脚13流出，对连接在变压器t1偏置绕组(⑦与⑤之间)上的电容c21充电。当c21上的电压超过10.8v的导通门限电压时，ic1启动，变换器开始工作，ic1引脚vcc上的所需电流，由t1偏置绕组、d9、c21和齐纳二极管d15组成的辅助电源供给。在tc1开始工作后，内部高压启动电路则截止。ic1的振荡器频率由脚3上的电容c3值确定。在c3=470 pf的条件下，开关频率为100 khz。
s1源极电阻r5用作感测初级电流。在s1漏极上连接的阻尼电路中，d13和d14为瞬态电压抑制(tvs)二极管。前者击穿电压为214v，后者击穿电压为68v。ic1脚8上连接的晶体管q1等组成外部关闭电路。次级侧的ic3(mc3303)为四运算放大器芯片。其中，lc3b作为误差放大器使用，lc3d被配置成差分放大器，ic3a和ic3c分别配置为输出欠电压和过电压比较器。ic2(tl431)为lc3b的同相端(脚5)和ic3a的反相输入端(脚2)提供2.5v的参考电压。输出电压(u0)经r33、r23和r24、r25组成的分压器分压，将误差放大器ic3b反相输入端(脚6)上的电压设置在2.5v。
电压调节环路的工作过程是：当输出电压低于其额定值(48v)时，在ic3b脚6上的电压将低于脚5上2.5v的参考电压，致使tc3b输出电压增加，光耦合器led电流减小，从而引起光耦合器晶体管电流减小，ic1脚8上的电压升高。而ic1脚8上电压的提高，使内部参考乘法器输出增加，ncpl65l的pwm占空比增加。
欠电压比较器ic3a为光耦合器ic4提供驱动。在出现欠电压情况时，ic3a输出变低，ic4中led电流减小，使ncpl651进入高占空比状态，迫使输出电压升至欠电压限制电平以上。
过电压比较器ic3c的输出与ic3b的输出进行“或”运算。在过电压情况下，ic3c输出变为ov，使ic4中led电流达到最大值，占空比减小到零，直到输出电压降至过电压限制电平以下。
ic3d被配置成差分放大器，用于感测dc输出电流，提供一个经二极管进行“或”运算的信号进入反馈分压器。过载电流限制被设置在满载的125％，即(p0/u0)1.25=(90/48)×1.25=2.34a。电阻r31和r32用作感测输出电流，r29、r30用作设置电流感测放大器增益。放大器增益为：
g=(r29/r30)+1=(3kω/0.3kω)+1=11
放大器输入电压为：2.34a×(r31+r32)=2.34×0.14ω=0.33v。差分放大器输出电压为：0.33v×g=0.33v×11=3.63v。
当输出负载电流增加时，电流感测放大器输出也相应增加。当放大器输出电压与_二极管d12的电压降之差值高于2.5v时，误差放大器ic3b反相输入端上的电压被拉高，ic3b输出电压降低，ic4中led电流增大，lc4中晶体管电流相应增加，ncpl65l脚8上的电压降低，占空比减小，从而实现限流过载保护。
2.2 主要元件的选择
在功率元器件选择时，需要考虑初级侧电流。当变换器在ccm工作时，电流波形如图3所示。
在mosfet(s1)导通期间，电流在初级侧流动。在mosfet关断期间，电流在次级侧流动。
2.2.2 变压器的选择
变压器t1是反激变换器中的关键元件。变压器初级与次级绕组之间的匝数比n=np/ns，直接影响初级侧的电压值。为了减小漏感产生的尖峰脉冲电压，应尽可能降低变压器漏感。
为了减小输出反射到初级的电压，选择匝数比n=4，初级np=76匝，次级ns=19匝。
为了减小漏感．选择tdk srw42ec-u04h1/4宽窗口磁心，以减少绕组层数。同时，为了增强耦合，初级与次级绕组交错是有利的。具体绕制方法是：先绕初级的45匝(一层)，接着绕次级19匝，然后再绕初级剩下的3l匝。按该法绕制，漏感仅为9μh。初级绕组的电感值lp=1 mh。
如果把76匝初级绕组分两层绕完后再绕次级绕组19匝，漏感值将增加到37μh。
2.2.3 功率mosfet(s1)的选择
mosfet的选择，首先应确定其额定值电压(vds)。在mosfet关断期间，漏极与源极之间的峰值电压为：
式中：uin(max)=265v；
uf为次级整流二极管(d5)的导通压降，uf=0．7v；
uspke为漏感产牛的尖峰脉冲电压，选择
uspike=130v，有足够的安全余量。
将已知数据代入式(4)得：
s1可选择spalin80c3型n沟道mosfet，其额定电压uds=800v，额定电流id=11a，导通态电阻rds(on)=4．5ω。
2.2.4 输出电容器的选择
输出电容co值由式(5)确定：
式中：th为所需保持时间，即ac线路的周期时间，th=1／50hz=o．02s；
uo(min)为最小输出电压，选择uo(min)=33v。
将相关数据代入式(5)得：
co用两个1500μf/63v的电容并联而成，即在图2中，c22=c23=1500μf。
2．2．5 电流感测电阻r5的选择
电流感测电阻r5的计算公式是：
电路中其它元件，可根据ncpl65l的芯片电路组成和电气参数确定其数值。
3 结语
基于单级pfc控制器ncpl651的90w通用输入反激式变换器，仪需用一个功率开关和较少量的元件，就能获得高输入功率因数和低输入电流thd。在115v的ac输入电压和满载下，变换器pf=o．998，thd=3．12％；在230v的ac输入和满载下，pf=o．97l，thd=6．8%。从85v到230v的ac输入和从无载到满载变化时，输出电压调节率小于o．02％，输出电压纹波仅为2vp-p。ncpl651为设计分布式电源获得单级pfc和步降变换，提供了行之有效的创新方案。
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2 基于ncpl65l的90w单级pfc变换器原理与设计
2.1 基于ncpl65i的90w通用输入单级pfc变换器电路及其工作原理
由ncpl651组成的90w通用输入单级pfc反激式变换器电路如图2所示。该变换器的ac输入线路电压范围为85～265v．dc输出电压为48v，工作在ccm方式。
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过电压比较器ic3c的输出与ic3b的输出进行“或”运算。在过电压情况下，ic3c输出变为ov，使ic4中led电流达到最大值，占空比减小到零，直到输出电压降至过电压限制电平以下。
ic3d被配置成差分放大器，用于感测dc输出电流，提供一个经二极管进行“或”运算的信号进入反馈分压器。过载电流限制被设置在满载的125％，即(p0/u0)1.25=(90/48)×1.25=2.34a。电阻r31和r32用作感测输出电流，r29、r30用作设置电流感测放大器增益。放大器增益为：
g=(r29/r30)+1=(3kω/0.3kω)+1=11
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当输出负载电流增加时，电流感测放大器输出也相应增加。当放大器输出电压与_二极管d12的电压降之差值高于2.5v时，误差放大器ic3b反相输入端上的电压被拉高，ic3b输出电压降低，ic4中led电流增大，lc4中晶体管电流相应增加，ncpl65l脚8上的电压降低，占空比减小，从而实现限流过载保护。
2.2 主要元件的选择
在功率元器件选择时，需要考虑初级侧电流。当变换器在ccm工作时，电流波形如图3所示。
在mosfet(s1)导通期间，电流在初级侧流动。在mosfet关断期间，电流在次级侧流动。
2.2.2 变压器的选择
变压器t1是反激变换器中的关键元件。变压器初级与次级绕组之间的匝数比n=np/ns，直接影响初级侧的电压值。为了减小漏感产生的尖峰脉冲电压，应尽可能降低变压器漏感。
为了减小输出反射到初级的电压，选择匝数比n=4，初级np=76匝，次级ns=19匝。
为了减小漏感．选择tdk srw42ec-u04h1/4宽窗口磁心，以减少绕组层数。同时，为了增强耦合，初级与次级绕组交错是有利的。具体绕制方法是：先绕初级的45匝(一层)，接着绕次级19匝，然后再绕初级剩下的3l匝。按该法绕制，漏感仅为9μh。初级绕组的电感值lp=1 mh。
如果把76匝初级绕组分两层绕完后再绕次级绕组19匝，漏感值将增加到37μh。
2.2.3 功率mosfet(s1)的选择
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式中：uin(max)=265v；
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式中：th为所需保持时间，即ac线路的周期时间，th=1／50hz=o．02s；
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3 结语
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