数字控制双向DCDC变换器基本结构及其工作原理
基于dsp控制的数字式双向dc/dc变换器的实现
摘要：总结了电力电子领域数字控制的发展历程，并对其现状和前景作了分析。基于对全桥隔离型的双向dc/dc变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，设计了数字控制的双向dc/dc变换器。试验控制功能全部由软件实现，电压可调性和稳压输出都得到满足。同时也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。
关键词：双向dc/dc变换器；数字信号处理器；数字脉宽调制（dpwm）
0 引言
数字化技术随着信息技术的发展而飞速发展，同时，也对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。随着电力电子技术和数字控制技术的发展，越来越多的数字控制开关变换器投入使用。但是，在高频pwm变换器中还存在一些需要解决的问题。
随着数字信号处理技术的日益完善和成熟，它显示出了越来越多的优点，诸如便于计算机的处理和控制；避免模拟信号的传递畸变和失真；减少杂散信号的干扰；便于自诊断，容错等技术的植入等。在计算机进入电力电子技术领域的初期，只是完成诸如监控、显示等辅助功能，实现系统级的控制。但是，随着数字化技术的发展，计算机已经被应用于控制电路。专用于pwm变换器的数字控制器由于其功耗低，对模拟电路部分参数变化不敏感，可以方便地和数字系统相连接，并且可以方便地实现完善成熟的控制方案，而越来越受欢迎。此方面的应用包括电压调节模块（vrm）的微处理器，音频放大器，便携式电子装备等等。
数字控制的电力电子装置以数字控制器代替模拟硬件电路进行pwm控制，通过开关的快速切换实现电量的变换。以占空比量化为基础的数字功率变换器的数字控制，相对于传统的模拟控制有很多优点。数字滤波器是用来进行动态调节的，若设定其采样频率等于功率变换器的采样频率，量化占空比数字控制器可以工作在任何开关频率，而不须再补偿。通过对权系数的修改，可以方便地改变动态调节特性。同时，基本的数字控制器可以很容易地实现诸如输出电流限幅和软启动等特殊功能。
本文基于对数字控制发展历程的总结，归纳了数字控制的优点。通过对全桥隔离型的双向dc/dc变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，将控制功能全部集中起来由软件实现，试验中电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。试验所采用的数字控制器是tms320lf2407，整个控制系统为所开发的通用电力电子装置的数字控制平台。
1 数字控制双向dc/dc变换器基本结构及其工作原理
随着科技和生产的发展，对双向dc/dc变换器的需求逐渐增多，主要包括直流不间断电源系统、航天电源系统、电动汽车、直流功率放大器及蓄电池储能等应用场合。
数字脉宽调制（dpwm）双向dc/dc变换器的基本结构如图1所示。本文采用全桥隔离型双向dc/dc变换器作为实验装置的主电路结构。
图1 dpwm双向dc/dc变换器方框图
控制器由模数转换器（adc），dpwm控制模块和离散调节控制模块组成。其中adc模块把可调量（典型的是采样输出电压vout）离散量化，dpwm把控制信息转化为pwm脉宽信号，离散控制中心执行对反馈量的计算调制。
下面对双向dc/dc主电路的工作原理进行简单分析，其主电路如图2所示。
图2 全桥隔离型双向dc/dc主电路图
1.1 原边对副边放电
满调制时s1～s4驱动波形如图3所示，图中的波形没有考虑死区，即认为开关管为理想器件。图3（a）中pwm1和pwm4同相，没有移相，此时副边输出电压最高，如果不计损耗，那么副边的输出电压为nvin，这是满调制时的输出，此时副边通过主开关反并二极管来整流，即为不控整流。原边的开关作用相当于把输入信号调制为交流的方波信号，副边二极管则把该信号解调为直流电压输出，此时不存在脉宽的空缺，同时封锁副边脉冲。变压器原边输入信号vab如图3（b）所示，由于s1及s4和s2及s3的脉宽均为t/2(t为开关周期)，vab正半波和负半波经历时间均为t/2(即π），vab经过副边整流之后可得到最大的输出电压。
（a）原边门极控制脉冲波形
（b）vab波形
（c）移相控制门极脉冲波形
（d）vab波形
图3 原边对副边放电s1～s4驱动信号与vab
移相控制时门极脉冲如图3(c)所示，s4门极脉冲比s1门极脉冲滞后一个角度θ，vab如图3（d）所示。因此，可以通过控制滞后角度θ的大小来控制输出电压。在数字控制器中可以用软件设定滞后角度θ来控制输出电压，即可以通过移相控制使输出电压可调。
1.2 副边对原边充电
此时，如图3所示，只要把s5～s8的驱动信号与s1～s4的驱动信号互换，vab则由vcd替换即可，同样存在满调制和移相控制两种情况。但是，通常情况下充电要求恒流充电，因此，也可以通过移相控制来满足此要求。原副边的工作过程刚好与放电时相反。此处不再赘述。
2 双向dc/dc数字化控制的软件实现
双向dc/dc变换器，可以实现能量的双向传输。通常正向放电要求输出电压可调，而反向充电过程通常要求充电电流恒定不变。通过对s3和s2的移相控制可以实现副边输出电压的可调要求，同样，副边对原边进行充电时，可以通过移相控制使得充电电流恒定。
主程序流程图和adc的中断服务程序流程图分别如图4和图5所示，在软件进行移相控制实现输出电压可调的同时，软件实现电压环的调节，使输出稳压。由于tms320lf2407内部带有adc模块，因此，输出电压值通过电压lem采样反馈给dsp的adc模块，在ad中断程序里读取采样值，然后进行数字滤波和数字pi调节，使输出稳压。
图4 主程序流程图
图5 adc中断服务程序流程图
一般充电要求是恒流充电，所以，充电时反馈用电流环,对原边的充电电流进行pi调节，实现恒流充电。本实验中原边供电电源为蓄电池，由于其电压为12v，真正要实现电流反向，使原边的二极管导通，考虑到变压器原副边的变比为1：2，副边电压必须超过24v时才能实现电流反向，故必须得对副边电压采样。对副边电压的采样，不仅实现了pi调节，同时也用来控制双向工作方式的切换。在双向dc/dc的负载端电压上升到一定程度时可以使能量倒流，对原边进行充电，使副边多余的能量能够反馈给原边。
电压采样和电流采样是实现输出电压可调及稳压和充电电流恒定的关键，在dsp的中断服务程序中对采样值进行数字滤波和pi调节。程序根据给定输出电压参考值和充电电流参考值进行pi调节，当原边输入电压变动时，副边输出电压稳定在给定值；而当副边负载电压有波动时也可以根据给定电流参考来调节相移大小，控制原边充电电流值。数字式pi调节采用的是增量式pi控制，其系统框图如图6所示。由于dsp具有强大的计算能力以及ev(event manager)模块，则pwm信号可以方便地得到，因此，硬件部分可以大大简化，控制电路部分可以全部省略而由软件来代替，即软件实现pi计算控制以及pwm信号的产生。但是，考虑到dsp的安全性问题，必须有光耦隔离。
图6 增量式pi控制系统框图
3 实验结果
根据上述主电路工作原理分析,为证实数字化控制方法的有效性，制作了一台实验样机，开关频率为50khz。对于图2所示的主电路结构，所选用元器件参数如下：s1～s8选用irf840，vin为蓄电池（12v，4a·h/20h，充电使用）；c1为100μf，c2为100μf；irf840前级用tlp250驱动，控制器用tms320lf2407a，光耦采用6n137；电压采样lem为电流型的lv25-p，原边额定电流10ma，副边对应电流25ma，此输入和输出对应精度为±0.9％；电流采样lem为hdc-040g系列霍尔电流传感器，其输出电压2.5v±1v，精度为±1％。
图7（a）所示为副边输出10v时的实验波形，当输入电压分别为10v，40v，50v时，s2和s4的驱动波形分别如图7（b），（c）， (d)所示，可见当输出电压给定时，而输入电压可变，可以通过前文所提到的增量式数字pi控制实现移相控制，使输出稳压得以实现。图8为副边输出20v时的输出电压波形和各主开关的驱动波形。
(a) 10v输出波形 (b) 10v输入时的驱动波形
(c) 40v输入时的驱动波形 (d) 50v输入时的驱动波形
图7 副边10v输出原边驱动信号移相比较
(a) 20v输出波形 (b) 15v输入时的驱动波形
(c) 40v输入时的驱动波形 (d) 50v输入时的驱动波形
图8 副边20v输出原边驱动信号移相比较
图9所示为由原?对副边进行放电到副边对原边进行充电工作模式切换的实验波形。其中图9（a）所示为原边对副边放电时的原边电池输出电流采样电阻电压值；图9（b）所示为副边对原边进行充电时原边输入电流采样电阻两端的电压值；
(a) 放电时原边电流采样 (b) 恒流充电时原边电电阻电压值流采样电阻电压值
(c) 负载38v时 (d) 负载60v时副边驱动波形副边驱动波形
图9 放电和充电工作模式切换实验波形
图9（c）及图9（d）为副边对原边进行充电时负载侧电压可变时的副边主开关的驱动信号。从实验波形可以看出当负载侧电压可变时，由于原边的输入电流给定，为了维持该输入电流不变，必须使副边的控制信号移相，这样才能满足恒流充电的要求。采样电阻阻值为10ω，因此，蓄电池恒流输入电流维持在0.2a。从实验波形得到证实，该数字pi控制实现了上述电压输出稳定及可调和恒流充电的要求，同时pi的参数可以在程序里面方便修改，因此，实验调试比较方便。
4 结语
通过对双向dc/dc工作原理的分析，从数字控制的角度出发设计了dsp控制的双向dc/dc变换器，并实验验证了文中所提到的控制方案的有效性和可行性。该方案简化了硬件电路，试验控制功能全部由软件完成，实现了移相的功能，电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件完成电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。
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本文基于对数字控制发展历程的总结，归纳了数字控制的优点。通过对全桥隔离型的双向dc/dc变换器工作原理的分析，从简化硬件电路的角度出发，将控制功能全部集中起来由软件实现，试验中电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件实现电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。试验所采用的数字控制器是tms320lf2407，整个控制系统为所开发的通用电力电子装置的数字控制平台。
1 数字控制双向dc/dc变换器基本结构及其工作原理
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数字脉宽调制（dpwm）双向dc/dc变换器的基本结构如图1所示。本文采用全桥隔离型双向dc/dc变换器作为实验装置的主电路结构。
图1 dpwm双向dc/dc变换器方框图
控制器由模数转换器（adc），dpwm控制模块和离散调节控制模块组成。其中adc模块把可调量（典型的是采样输出电压vout）离散量化，dpwm把控制信息转化为pwm脉宽信号，离散控制中心执行对反馈量的计算调制。
下面对双向dc/dc主电路的工作原理进行简单分析，其主电路如图2所示。
图2 全桥隔离型双向dc/dc主电路图
1.1 原边对副边放电
满调制时s1～s4驱动波形如图3所示，图中的波形没有考虑死区，即认为开关管为理想器件。图3（a）中pwm1和pwm4同相，没有移相，此时副边输出电压最高，如果不计损耗，那么副边的输出电压为nvin，这是满调制时的输出，此时副边通过主开关反并二极管来整流，即为不控整流。原边的开关作用相当于把输入信号调制为交流的方波信号，副边二极管则把该信号解调为直流电压输出，此时不存在脉宽的空缺，同时封锁副边脉冲。变压器原边输入信号vab如图3（b）所示，由于s1及s4和s2及s3的脉宽均为t/2(t为开关周期)，vab正半波和负半波经历时间均为t/2(即π），vab经过副边整流之后可得到最大的输出电压。
（a）原边门极控制脉冲波形
（b）vab波形
（c）移相控制门极脉冲波形
（d）vab波形
图3 原边对副边放电s1～s4驱动信号与vab
移相控制时门极脉冲如图3(c)所示，s4门极脉冲比s1门极脉冲滞后一个角度θ，vab如图3（d）所示。因此，可以通过控制滞后角度θ的大小来控制输出电压。在数字控制器中可以用软件设定滞后角度θ来控制输出电压，即可以通过移相控制使输出电压可调。
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此时，如图3所示，只要把s5～s8的驱动信号与s1～s4的驱动信号互换，vab则由vcd替换即可，同样存在满调制和移相控制两种情况。但是，通常情况下充电要求恒流充电，因此，也可以通过移相控制来满足此要求。原副边的工作过程刚好与放电时相反。此处不再赘述。
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主程序流程图和adc的中断服务程序流程图分别如图4和图5所示，在软件进行移相控制实现输出电压可调的同时，软件实现电压环的调节，使输出稳压。由于tms320lf2407内部带有adc模块，因此，输出电压值通过电压lem采样反馈给dsp的adc模块，在ad中断程序里读取采样值，然后进行数字滤波和数字pi调节，使输出稳压。
图4 主程序流程图
图5 adc中断服务程序流程图
一般充电要求是恒流充电，所以，充电时反馈用电流环,对原边的充电电流进行pi调节，实现恒流充电。本实验中原边供电电源为蓄电池，由于其电压为12v，真正要实现电流反向，使原边的二极管导通，考虑到变压器原副边的变比为1：2，副边电压必须超过24v时才能实现电流反向，故必须得对副边电压采样。对副边电压的采样，不仅实现了pi调节，同时也用来控制双向工作方式的切换。在双向dc/dc的负载端电压上升到一定程度时可以使能量倒流，对原边进行充电，使副边多余的能量能够反馈给原边。
电压采样和电流采样是实现输出电压可调及稳压和充电电流恒定的关键，在dsp的中断服务程序中对采样值进行数字滤波和pi调节。程序根据给定输出电压参考值和充电电流参考值进行pi调节，当原边输入电压变动时，副边输出电压稳定在给定值；而当副边负载电压有波动时也可以根据给定电流参考来调节相移大小，控制原边充电电流值。数字式pi调节采用的是增量式pi控制，其系统框图如图6所示。由于dsp具有强大的计算能力以及ev(event manager)模块，则pwm信号可以方便地得到，因此，硬件部分可以大大简化，控制电路部分可以全部省略而由软件来代替，即软件实现pi计算控制以及pwm信号的产生。但是，考虑到dsp的安全性问题，必须有光耦隔离。
图6 增量式pi控制系统框图
3 实验结果
根据上述主电路工作原理分析,为证实数字化控制方法的有效性，制作了一台实验样机，开关频率为50khz。对于图2所示的主电路结构，所选用元器件参数如下：s1～s8选用irf840，vin为蓄电池（12v，4a·h/20h，充电使用）；c1为100μf，c2为100μf；irf840前级用tlp250驱动，控制器用tms320lf2407a，光耦采用6n137；电压采样lem为电流型的lv25-p，原边额定电流10ma，副边对应电流25ma，此输入和输出对应精度为±0.9％；电流采样lem为hdc-040g系列霍尔电流传感器，其输出电压2.5v±1v，精度为±1％。
图7（a）所示为副边输出10v时的实验波形，当输入电压分别为10v，40v，50v时，s2和s4的驱动波形分别如图7（b），（c）， (d)所示，可见当输出电压给定时，而输入电压可变，可以通过前文所提到的增量式数字pi控制实现移相控制，使输出稳压得以实现。图8为副边输出20v时的输出电压波形和各主开关的驱动波形。
(a) 10v输出波形 (b) 10v输入时的驱动波形
(c) 40v输入时的驱动波形 (d) 50v输入时的驱动波形
图7 副边10v输出原边驱动信号移相比较
(a) 20v输出波形 (b) 15v输入时的驱动波形
(c) 40v输入时的驱动波形 (d) 50v输入时的驱动波形
图8 副边20v输出原边驱动信号移相比较
图9所示为由原?对副边进行放电到副边对原边进行充电工作模式切换的实验波形。其中图9（a）所示为原边对副边放电时的原边电池输出电流采样电阻电压值；图9（b）所示为副边对原边进行充电时原边输入电流采样电阻两端的电压值；
(a) 放电时原边电流采样 (b) 恒流充电时原边电电阻电压值流采样电阻电压值
(c) 负载38v时 (d) 负载60v时副边驱动波形副边驱动波形
图9 放电和充电工作模式切换实验波形
图9（c）及图9（d）为副边对原边进行充电时负载侧电压可变时的副边主开关的驱动信号。从实验波形可以看出当负载侧电压可变时，由于原边的输入电流给定，为了维持该输入电流不变，必须使副边的控制信号移相，这样才能满足恒流充电的要求。采样电阻阻值为10ω，因此，蓄电池恒流输入电流维持在0.2a。从实验波形得到证实，该数字pi控制实现了上述电压输出稳定及可调和恒流充电的要求，同时pi的参数可以在程序里面方便修改，因此，实验调试比较方便。
4 结语
通过对双向dc/dc工作原理的分析，从数字控制的角度出发设计了dsp控制的双向dc/dc变换器，并实验验证了文中所提到的控制方案的有效性和可行性。该方案简化了硬件电路，试验控制功能全部由软件完成，实现了移相的功能，电压可调性和稳压输出都得到满足。同时，也由软件完成电路的双向运行，对蓄电池可以进行恒流充电。
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