氮化镓晶体管如何改变D类放大器的性能
在本文中，我们将仔细研究氮化镓 (gan)晶体管，以及这种新的半导体技术如何有望彻底改变 d 类放大器的性能。
凭借其非常低的导通电阻、非常高且干净的开关能力，gan 器件的性能超过了其硅 mosfet 同类器件的性能。这使它们成为具有将音频性能提升到新水平的潜力的高端音频应用的完美选择。
d 类 – 用开关放大信号
在 1950 年代，一个革命性的新概念被赋予了生命：使用有源设备放大音频信号，这些有源设备不是在线性增益模式下运行，而是充当电子开关。其工作原理是，不是用晶体管来放大与输入信号成正比的信号在线性区域，模拟输出值是通过定时晶体管处于导通和截止状态的比率来表示的。这会生成一串矩形脉冲，通常具有固定幅度[1]，但具有不同的宽度和间隔，然后代表模拟音频输入信号的幅度变化。
基本上，与关闭状态相比，开启状态越长，它提供给扬声器负载的功率就越高。通过使开关交替比音频信号频率快得多，开关操作变得难以区分。由于晶体管要么完全“导通”，要么完全“关断”，它们在线性区域中花费的时间很少，因此耗散的功率很小。
图 1：理想实用的 d 类放大器、d 类放大器的基本配置和影响因素。d 类放大器的失真和功率效率取决于开关器件的精度和效率。
尽管 d 类是第一个理论上提供完全线性操作、0% 失真和 100% 功率效率无功率损耗的放大器拓扑，但 d 类音频放大器的商业化不得不等到 90 年代，那时硅 (si) mosfet 具有足够的良好的设备参数变得广泛可用。
从那时起，随着 si mosfet 性能作为首选晶体管器件技术的发展，d 类放大器的性能一直在逐步提高。然而，最近，随着具有更好物理特性的基于 gan 的高电子迁移率晶体管 (hemt) 器件成为现实，d 类放大器性能的飞跃即将到来。
开关性能决定音频性能
让我们来看看功率器件的关键参数，以及这些参数如何影响 d 类放大器的开关以及最终的音频性能。
与 a 类或 ab 类等传统线性放大类相比，就设备参数而言，d 类放大器在音频性能、尺寸和功率效率之间没有任何折衷。在 d 类中，实现高音频性能所需的关键设备参数（例如开关速度和导通电阻）也有助于提高电源效率。更快的开关速度通过缩短能量损耗持续时间来最小化开关损耗，而较低的器件电阻可减少 i 2 r 损耗（与电流的平方成正比）。这标志着 d 类的一大优势：电源开关器件具有更好的品质因数，同时能够以更小的占位面积提高音频质量和电源效率。
d 类放大器的开关性能由器件参数和工作条件决定。根据输出电流的幅度，d 类放大器功率级以两种开关模式之一运行：
零电压开关 (zvs) 和硬切换
这两种模式极大地影响 d 类放大器的器件开关损耗（开关动作产生的损耗）。
d 类放大器在第一种工作模式 zvs 下工作，此时输出功率（和输出电流）相对较低，通常仅达到额定功率的百分之几。在 zvs 操作中，输出开关波形的转换是 ̶̶，而不是通过电感电流换向实现的开关导通 ̶。开关输出电压的这种换向基本上消除了开关导通期间发生的任何功率损耗。因此，为了在空闲和轻负载条件下（放大器大部分时间都在工作）下最大限度地提高功率效率，需要插入一个较短的消隐时间。在此消隐时间内，所有开关都处于关断状态，以确保在下一个开关周期开始之前完成开关波形的转换，即实现 zvs。然而，这种消隐时间插入还会改变 pwm 调制器要求的输出波形，因此会产生失真。消隐时间的持续时间由输出电容 (coss ) 的电源设备。对于相同的输出电流，较大的 c oss需要较长的消隐时间。gan 晶体管的低得多的 c oss减少了所需的消隐持续时间，因此减少了失真。正如随后所讨论的，当 d 类放大器在硬开关模式下运行时，较低的 coss 也是有益的。
第二种操作模式是硬切换（在更高的输出功率/电流下），它有两个不希望的结果。硬开关模式的第一个不利后果是 mosfet 体二极管中的反向恢复电荷 (q rr )。在消隐期间，所有电源开关都关闭，体二极管承载输出电流。体二极管中的 pn 结在其导通状态期间会积累少数载流子电荷。将q rr必须在输出电压转换到另一个开关端之前放电。这一步除了会产生功率损耗外，还会在电源轨之间的电流中产生一个尖锐的高峰值，并且是电磁干扰 (emi) 噪声发射的主要来源。gan 晶体管没有来自器件物理的体二极管或少数电荷效应。因此，它表现出零 q rr， 实现了更干净的开关波形。
硬开关操作的第二个不良结果是开关输出电容 c oss 的结果。c oss必须充电和放电才能打开和关闭开关，因此更大的 c oss意味着更大的充电/放电能量。当开关关闭时，存储在 c oss 中的能量在下一次开关打开时耗散。这种耗散是高开关频率下功率损耗的一个重要来源。gan 晶体管非常小的 c oss存储的能量要少得多，因此降低了开关功率损耗。
与开关损耗类似，功率器件的传导损耗也取决于器件技术和工作条件。传导损耗与器件导通电阻和器件电流的平方成正比。gan 技术以更小的外形尺寸实现了更低的导通电阻，从而实现了紧凑的高功率设计。
传统上，在为 d 类放大器选择 mosfet 时，开关和传导功率损耗在器件技术中处于一种权衡关系。例如，通过增加管芯尺寸以降低导通状态电阻来减少传导损耗会导致更高的栅极和输出电容，从而降低开关速度，从而增加开关损耗。gan 晶体管是晶体管技术的革命性进步，可实现更低的导通电阻，同时降低栅极和输出电容，从而显着降低功率损耗。因此，在 d 类放大器中，gan 晶体管不仅能够实现高效和紧凑的设计，同时还能实现卓越的音频性能。
为什么 gan 是高端 d 类的未来
d 类放大器需要更低的 r ds(on)以及更快、更干净的开关转换，以实现更高的额定功率，而这通常是 si mosfet 的相反性能权衡。这就是 d 类放大器可以从 gan 中大大受益的原因。现在让我们来看看设备运行机制，以发现这种突破性的性能是如何实现的。
图 2：英飞凌 coolgan™ e-mode hemt 的横截面
gan hemt 的基本结构类似于 si mosfet，它包括栅极、源极和漏极端子。gan 开关的核心是形成在 gan 层中的横向二维电子气 (2deg) 层。2deg 是由 algan 和 gan 之间的异质结形成的自由电子池，以极低的电阻在源极和漏极之间形成短路。在 algan 层顶部添加 p-gan 栅极会使相邻的 2deg 耗尽，因此当没有施加栅极偏压 (v gs = 0 v)时，漏极和源极不导电。这种增强模式栅极的工作原理与传统的 si mosfet 类似。当向栅极施加正偏置电压时，耗尽层消失，2deg 形成低电阻导电通道。
在消隐期间，从源极到漏极的反向传导模式对于 d 类放大器至关重要，以便开关输出电压保持在电源轨内。gan 开关本质上是一个双向器件，因此它实现了反向电流作为导通状态之一。当漏极电压低于源极电压时，漏极开始充当源极并开启器件，允许反向电流流动。相比之下，si mosfet 是一个单向开关，带有一个本征 pn 结体二极管，当器件关闭时，它提供从源极到漏极的反向电流。
图 3：与 si mosfet 相比，coolgan™ 的开关波形更快、更清晰
gan hemt 中没有体二极管是一个显着特征，因为它消除了由 si mosfet 中常见的 pn 结体二极管引起的开关噪声的主要来源。因此，即使在高电压、高电流和高速开关操作下，gan hemt 也能确保更清洁的开关。
工作示例——基于 250 w gan 的 d 类放大器解决方案
所讨论的 d 类放大器参考设计示例使用来自英飞凌的 coolgan™ (igt40r070d1 e8220) 和 200 v d 类驱动器 ic (irs20957s)。
使用 gan hemt 需要不同的栅极驱动方案。si mosfet 在源极接收 0 v 或 10 v 栅极电压以关闭和打开开关。栅极注入型 gan 晶体管，例如英飞凌的 coolgan™，以类似的方式进行控制，但具有不同的栅极驱动电压和一些持续的 dc 栅极偏置电流。在本设计示例中，接口电路（低侧栅极驱动中的 r25、r26、r29、c12 和 d6，高侧相同）插入 gan hemt 的栅极中。接口电路的输出在 -1 v 和 +3 v 之间摆动，而不是来自 irs20957s d 类控制器 ic 的 0 v 和 10 v。
表 1 参考设计的设计规范
物品 带散热片 不带散热器
额定功率 @ thd+n = 1 %，8 ω 负载 250 瓦 160 瓦
额定功率 @ thd+n = 1 %，4 ω 负载 220 瓦 不适用
thd+n，pout = 100 w 0.008%
母线电压 ±72.5v ±52.0v
脉宽调制频率 500 赫兹
图 4：使用 400 v、70 mω 音频专用 coolgan™ (igt40r070d1 e8220) 器件的 250 w + 250 w d 类设计示例
由此产生的音频性能如图 5 所示。它显示了 500 khz ̶ 的干净切换，尤其是当我们考虑到这是一个 400 v、70 mω r ds(on)max晶体管时。在从软开关到硬开关的转换过程中没有可见的 thd+n 电平转换凸起，这可能会在高压 d 类放大器中出现在几瓦左右。硬切换区域很好而且很安静。
图 5：thd+n 与 4ω 负载下的输出功率
如上所述，基于 gan 的 d 类放大器的优势证明使用这种新型半导体材料是合理的。gan 器件现在渗透到音频领域，标志着音频功率放大下一章的开始。为什么这特别适合d班？与传统的线性拓扑不同，d 类的美妙之处在于可以实现功效和音频性能的改进，并且所有这些甚至可以在更小的外形尺寸中实现。
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在 1950 年代，一个革命性的新概念被赋予了生命：使用有源设备放大音频信号，这些有源设备不是在线性增益模式下运行，而是充当电子开关。其工作原理是，不是用晶体管来放大与输入信号成正比的信号在线性区域，模拟输出值是通过定时晶体管处于导通和截止状态的比率来表示的。这会生成一串矩形脉冲，通常具有固定幅度[1]，但具有不同的宽度和间隔，然后代表模拟音频输入信号的幅度变化。
基本上，与关闭状态相比，开启状态越长，它提供给扬声器负载的功率就越高。通过使开关交替比音频信号频率快得多，开关操作变得难以区分。由于晶体管要么完全“导通”，要么完全“关断”，它们在线性区域中花费的时间很少，因此耗散的功率很小。
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尽管 d 类是第一个理论上提供完全线性操作、0% 失真和 100% 功率效率无功率损耗的放大器拓扑，但 d 类音频放大器的商业化不得不等到 90 年代，那时硅 (si) mosfet 具有足够的良好的设备参数变得广泛可用。
从那时起，随着 si mosfet 性能作为首选晶体管器件技术的发展，d 类放大器的性能一直在逐步提高。然而，最近，随着具有更好物理特性的基于 gan 的高电子迁移率晶体管 (hemt) 器件成为现实，d 类放大器性能的飞跃即将到来。
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d 类放大器的开关性能由器件参数和工作条件决定。根据输出电流的幅度，d 类放大器功率级以两种开关模式之一运行：
零电压开关 (zvs) 和硬切换
这两种模式极大地影响 d 类放大器的器件开关损耗（开关动作产生的损耗）。
d 类放大器在第一种工作模式 zvs 下工作，此时输出功率（和输出电流）相对较低，通常仅达到额定功率的百分之几。在 zvs 操作中，输出开关波形的转换是 ̶̶，而不是通过电感电流换向实现的开关导通 ̶。开关输出电压的这种换向基本上消除了开关导通期间发生的任何功率损耗。因此，为了在空闲和轻负载条件下（放大器大部分时间都在工作）下最大限度地提高功率效率，需要插入一个较短的消隐时间。在此消隐时间内，所有开关都处于关断状态，以确保在下一个开关周期开始之前完成开关波形的转换，即实现 zvs。然而，这种消隐时间插入还会改变 pwm 调制器要求的输出波形，因此会产生失真。消隐时间的持续时间由输出电容 (coss ) 的电源设备。对于相同的输出电流，较大的 c oss需要较长的消隐时间。gan 晶体管的低得多的 c oss减少了所需的消隐持续时间，因此减少了失真。正如随后所讨论的，当 d 类放大器在硬开关模式下运行时，较低的 coss 也是有益的。
第二种操作模式是硬切换（在更高的输出功率/电流下），它有两个不希望的结果。硬开关模式的第一个不利后果是 mosfet 体二极管中的反向恢复电荷 (q rr )。在消隐期间，所有电源开关都关闭，体二极管承载输出电流。体二极管中的 pn 结在其导通状态期间会积累少数载流子电荷。将q rr必须在输出电压转换到另一个开关端之前放电。这一步除了会产生功率损耗外，还会在电源轨之间的电流中产生一个尖锐的高峰值，并且是电磁干扰 (emi) 噪声发射的主要来源。gan 晶体管没有来自器件物理的体二极管或少数电荷效应。因此，它表现出零 q rr， 实现了更干净的开关波形。
硬开关操作的第二个不良结果是开关输出电容 c oss 的结果。c oss必须充电和放电才能打开和关闭开关，因此更大的 c oss意味着更大的充电/放电能量。当开关关闭时，存储在 c oss 中的能量在下一次开关打开时耗散。这种耗散是高开关频率下功率损耗的一个重要来源。gan 晶体管非常小的 c oss存储的能量要少得多，因此降低了开关功率损耗。
与开关损耗类似，功率器件的传导损耗也取决于器件技术和工作条件。传导损耗与器件导通电阻和器件电流的平方成正比。gan 技术以更小的外形尺寸实现了更低的导通电阻，从而实现了紧凑的高功率设计。
传统上，在为 d 类放大器选择 mosfet 时，开关和传导功率损耗在器件技术中处于一种权衡关系。例如，通过增加管芯尺寸以降低导通状态电阻来减少传导损耗会导致更高的栅极和输出电容，从而降低开关速度，从而增加开关损耗。gan 晶体管是晶体管技术的革命性进步，可实现更低的导通电阻，同时降低栅极和输出电容，从而显着降低功率损耗。因此，在 d 类放大器中，gan 晶体管不仅能够实现高效和紧凑的设计，同时还能实现卓越的音频性能。
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图 2：英飞凌 coolgan™ e-mode hemt 的横截面
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在消隐期间，从源极到漏极的反向传导模式对于 d 类放大器至关重要，以便开关输出电压保持在电源轨内。gan 开关本质上是一个双向器件，因此它实现了反向电流作为导通状态之一。当漏极电压低于源极电压时，漏极开始充当源极并开启器件，允许反向电流流动。相比之下，si mosfet 是一个单向开关，带有一个本征 pn 结体二极管，当器件关闭时，它提供从源极到漏极的反向电流。
图 3：与 si mosfet 相比，coolgan™ 的开关波形更快、更清晰
gan hemt 中没有体二极管是一个显着特征，因为它消除了由 si mosfet 中常见的 pn 结体二极管引起的开关噪声的主要来源。因此，即使在高电压、高电流和高速开关操作下，gan hemt 也能确保更清洁的开关。
工作示例——基于 250 w gan 的 d 类放大器解决方案
所讨论的 d 类放大器参考设计示例使用来自英飞凌的 coolgan™ (igt40r070d1 e8220) 和 200 v d 类驱动器 ic (irs20957s)。
使用 gan hemt 需要不同的栅极驱动方案。si mosfet 在源极接收 0 v 或 10 v 栅极电压以关闭和打开开关。栅极注入型 gan 晶体管，例如英飞凌的 coolgan™，以类似的方式进行控制，但具有不同的栅极驱动电压和一些持续的 dc 栅极偏置电流。在本设计示例中，接口电路（低侧栅极驱动中的 r25、r26、r29、c12 和 d6，高侧相同）插入 gan hemt 的栅极中。接口电路的输出在 -1 v 和 +3 v 之间摆动，而不是来自 irs20957s d 类控制器 ic 的 0 v 和 10 v。
表 1 参考设计的设计规范
物品 带散热片 不带散热器
额定功率 @ thd+n = 1 %，8 ω 负载 250 瓦 160 瓦
额定功率 @ thd+n = 1 %，4 ω 负载 220 瓦 不适用
thd+n，pout = 100 w 0.008%
母线电压 ±72.5v ±52.0v
脉宽调制频率 500 赫兹
图 4：使用 400 v、70 mω 音频专用 coolgan™ (igt40r070d1 e8220) 器件的 250 w + 250 w d 类设计示例
由此产生的音频性能如图 5 所示。它显示了 500 khz ̶ 的干净切换，尤其是当我们考虑到这是一个 400 v、70 mω r ds(on)max晶体管时。在从软开关到硬开关的转换过程中没有可见的 thd+n 电平转换凸起，这可能会在高压 d 类放大器中出现在几瓦左右。硬切换区域很好而且很安静。
图 5：thd+n 与 4ω 负载下的输出功率
如上所述，基于 gan 的 d 类放大器的优势证明使用这种新型半导体材料是合理的。gan 器件现在渗透到音频领域，标志着音频功率放大下一章的开始。为什么这特别适合d班？与传统的线性拓扑不同，d 类的美妙之处在于可以实现功效和音频性能的改进，并且所有这些甚至可以在更小的外形尺寸中实现。
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