UHF频段无线收发信机前端设计
本文在438～470 mhz频段设计了一款音/数两用收发信机，可组网使用，其发射功率最大可达5 w，通信视距达公里以上，可完全满足工厂各项测控数据和命令的音/数信号传输，提高了工厂的生产效率和现代化程度。
1 收发机原理系统设计
无线收发信机中接收机大体上可分为超外差结构、零中频结构和数字中频接收机等，如图1所示。其中超外差结构是指将接收到的射频信号于本地振荡器产生的信号进行混频，然后利用滤波器取出两者的差值作为中频信号，可根据系统的需要进行一次或多次混频。混频的次数和中频信号的选取要结合中频滤波器的设计和镜像抑制、信号带宽、噪声等综合考量设计。
发射部分由于数字的msk调制也是在音频范围内实现，所以采用音频信号通过调制锁相环的参考晶体振荡器的外接变容二极管电容来实现，通过电容的改变拉动锁相环参考频率的改变，从而间接控制vco的输出改变，实现调制功能。
数字调制部分采用了msk方式进行调制，msk调制称为最小频移键控，是一种特殊形式的fsk调制，其频差是满足两个频率相互正交的最小频差，并要求 fsk信号的相位连续。其频差△f=f2-f1。由于要传输的测控数据速率较低，msk调制直接采用芯片mx469实现。选用1 200 hz和1 800 hz组合作为msk调制的2个输出信号。
为达到设计的小型化和低成本，设计中采用市场上成熟的无线收发芯片结合外部电路实现。收发芯片采用th7122，它具有一次变频和内置锁相环，同时集成1个低噪声放大器和解调单元，可通过向内部寄存器写入数据改变锁相环的输出频率，满足接收时混频本振源和发射时载波的产生。
由于芯片只能进行一次混频，中频为了易于选择通用器件定为10.7 mhz，这就造成镜像信号难以抑制。为此设计中采用加入pin电调滤波器抑制镜像信号和对信道预选。对于二端口级联系统，噪声计算公式为：
由此可知若第一级增益较大则级联系统噪声主要由第一级lna的噪声决定。对于滤波器等损耗性电路，其损耗就噪声系数。因此前述的在内部lna前加入pin 滤波器和谐波滤波器恶化了系统噪声，在滤波器之前加入一级外接lna，使其有高增益和低噪声，这样系统噪声就主要有外部lna和谐波滤波器损耗决定。
接收灵敏度是收发机的一项主要指标，它与信道带宽b，噪声系数nf，信号调制类型的调制特性函数km等有如下关系：
当信道带宽为30 khz，模拟调制所需信纳比km为10 db，nf为5 db时，计算得到灵敏度为-112 db。理论值高于要求的灵敏度指标。
2 部分外部电路设计
2.1 t/r开关部分设计
pin管被用作开关时，与机电耦合开关相比具有较高的可靠性，良好的机械强度和开关速度。经典的pin开关由一个和发射端串联pin管，与另一个和接收端并联pin管经1/4波长线与天线相连组成。具体如仿真图2所示。当处于发射态时，2个pin管都加入正向偏压，发射信号经过相当于小电阻的串联pin管进入天线，而并联pin管对地也呈现一个小电阻，短路了接收的天线信号，避免引起接收过载。发射通路的插损和接收通路的隔离度主要由pin管的正向导通电阻决定。如1ω的正向电阻在10%带宽内可获得超过30 db的隔离度和小于0.2 db的插损。
接收状态时，pin管加零或负偏压。这时pin管等效为一个小电容ct，使天线和接收机之间仅有很小的插损。但在发射机和天线之间由于pin串联，ct等效为高阻抗，产生高的隔离度。
t/r开关所能承受的最大功率pd，与pin管的额定功率p1，正向导通电阻r，以及天线端的驻波s关系如下：
由于发射功率最大为5 w，依据公式经过反复选择，选用skyworks公司的smp1322-11系列，具有导通电阻小，截止电容小等特点，导通电流为10 ma时，最大r为0.5 ω。在zo为50 ω的系统中即使天线完全失配，pd为6.25 w，大于5 w，保证开关不会烧毁。
经过在ads中仿真优化，确定开关电压为5 v，电流为100 ma。当处于发射状态时，通路插损为0.3 db，另两路隔离度为25 db以上，发射端失配，天线和接收端驻波在1.3以下。
接收状态时，通路插损也为0.3 db，隔离度为25 db 。除发射端失配外，天线和接收端驻波小于1.3，满足了系统要求。图3为ads仿真结果，实际调试结果与仿真较吻合。
2.2 外接低噪声放大器设计
由前面的分析可知，要减小系统的噪声就需要在滤波器前加入一级高增益、低噪声的放大器。在对器件的选择上，选择了安华高的hemt器件atf-54143，它具有超低的噪声系数和较高的线性增益。
设计放大器的第一步就是使器件在整个工作带宽内及邻近区域内稳定。将放大器等效为二端口网络，则二端口稳定的必要条件可表示为：
只要满足上述条件，lna就无条件稳定。一般lna不会在全频段内都稳定，因此需要添加外部电路使其稳定，最常用的稳定措施是加入负反馈。本设计中就是通过在源级加入电感反馈使器件稳定，偏置点的选择采用了手册推荐的vds=3 v，id=60 ma。lna设计的要点是找到最佳噪声点并进行匹配。对于单级lna而言，等效为二端口网络其噪声系数可表达为：
fmin为lna管的最小噪声系数，гs为源反射系数，гopt和rn分别为最佳噪声反射系数和等效噪声电阻。在lna设计时就是要将输入端匹配至最佳噪声点，但有时为了兼顾驻波，增益指标也要进行适当的平衡选择，在宽带设计中为了保证增益平坦度，往往还要加入负反馈等。实际设计在ads中仿真如图4所示，输入和输出中都是用π型匹配，仿真结果如图5所示，增益在20 db，噪声<0.1 db，实际调试中由于匹配元件q值，以及电路布线等原因都对噪声产生巨大影响，调试结果在全频段内噪声<1.1 db。
2.3 锁相环及混频解调部分设计
th7122内部集成一个整数分频pll电路，pll电路是通过一个负反馈回路进行频率合成，其输出频率fvco是鉴相频率fro的整数倍n，fr由参考晶振频率r分频所得。鉴相器将fvco的n分频信号fn与fr的相位差值转变为电信号经过环路滤波控制vco产生想要的频率。本设计中参考频率采用10 mhz无源晶振，根据不同接收或发射频率向n和r寄存器中写入分频值。
混频部分根据芯片设定为下变频，中频设为10.7 mhz。为达到镜像抑制40 db和较好的信道选择性，设计了一个四频段pin开关滤波器。该滤波器采用四级电容耦合切比雪夫方式实现，由pin开关控制接入四级谐振单元的电容变换滤波器的通频带。每个通频带宽为10 mhz，带外20 m抑制40 db。4个通频带中心分别为440 mhz，450 mhz，460mhz，470mhz。中频滤波器采用村田公司的cdscb10m7ga，中心频率10.7 mhz。信号经过中频滤波器后进入芯片内部的中频放大部分，经放大后进入鉴频单元，鉴频器同样选用村田公司的sfecf10m7haoo，经过鉴频输出后，将中频信号转换为音频信号，经过salley-key滤波后经音频放大器放大输出。
发射信号的调制由于无论是语音信号还是msk调制信号最终都是在音频范围内的模拟信号，经过实验采用了简单易行的模拟信号经过sal-ley-key滤波后去调制pll电路使载波产生偏移，实现调制。因为无源晶振需要外接1个负载电容接地工作，电容的变化会引起晶振工作频率的偏移，故将晶振负载电容分为固定电容c和变容二极管dc串联两部分，模拟信号接入c与dc之间，让模拟电压调制信号控制变容二极管电容，拉动晶振工作频率偏移，从而引起fr变化，最终间接调制fvco，实现调制功能。vco输出经过芯片内部放大器输出5～10 mw。为达到发射功率为5 w，设计中采取由bfg540w匹配设计的驱动放大器和π型衰减结合将功率驱动到50mw，再经过功率放大器ra07m4047将功率放大为5 w以上，经过低通谐波滤波器滤除谐波后发射，图6是总体的原理图。
3 结束语
由于该系统主要应用于音频及低速率msk通信，对交调和动态范围等指标要求不高。在设计中基于th7122内部已集成整个收发系统的基础上，为了扩展通信带宽，提高灵敏度和镜像抑制以及输出功率的要求，增加了外接lna，镜像抑制滤波器和功率提升电路。th7122芯片的资料可直接参考手册，在绘制整个系统的pcb时，参考手册的电路连接和pcb板标准，根据基板厚度和材质计算好50 ω微带线的宽度，走线尽量避免回型和相互的串扰，加大接地面和上下地的穿孔连接等射频pcb板的基本原则。经过仿真和调试。基本满足了系统需求。
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无线收发信机中接收机大体上可分为超外差结构、零中频结构和数字中频接收机等，如图1所示。其中超外差结构是指将接收到的射频信号于本地振荡器产生的信号进行混频，然后利用滤波器取出两者的差值作为中频信号，可根据系统的需要进行一次或多次混频。混频的次数和中频信号的选取要结合中频滤波器的设计和镜像抑制、信号带宽、噪声等综合考量设计。
发射部分由于数字的msk调制也是在音频范围内实现，所以采用音频信号通过调制锁相环的参考晶体振荡器的外接变容二极管电容来实现，通过电容的改变拉动锁相环参考频率的改变，从而间接控制vco的输出改变，实现调制功能。
数字调制部分采用了msk方式进行调制，msk调制称为最小频移键控，是一种特殊形式的fsk调制，其频差是满足两个频率相互正交的最小频差，并要求 fsk信号的相位连续。其频差△f=f2-f1。由于要传输的测控数据速率较低，msk调制直接采用芯片mx469实现。选用1 200 hz和1 800 hz组合作为msk调制的2个输出信号。
为达到设计的小型化和低成本，设计中采用市场上成熟的无线收发芯片结合外部电路实现。收发芯片采用th7122，它具有一次变频和内置锁相环，同时集成1个低噪声放大器和解调单元，可通过向内部寄存器写入数据改变锁相环的输出频率，满足接收时混频本振源和发射时载波的产生。
由于芯片只能进行一次混频，中频为了易于选择通用器件定为10.7 mhz，这就造成镜像信号难以抑制。为此设计中采用加入pin电调滤波器抑制镜像信号和对信道预选。对于二端口级联系统，噪声计算公式为：
由此可知若第一级增益较大则级联系统噪声主要由第一级lna的噪声决定。对于滤波器等损耗性电路，其损耗就噪声系数。因此前述的在内部lna前加入pin 滤波器和谐波滤波器恶化了系统噪声，在滤波器之前加入一级外接lna，使其有高增益和低噪声，这样系统噪声就主要有外部lna和谐波滤波器损耗决定。
接收灵敏度是收发机的一项主要指标，它与信道带宽b，噪声系数nf，信号调制类型的调制特性函数km等有如下关系：
当信道带宽为30 khz，模拟调制所需信纳比km为10 db，nf为5 db时，计算得到灵敏度为-112 db。理论值高于要求的灵敏度指标。
2 部分外部电路设计
2.1 t/r开关部分设计
pin管被用作开关时，与机电耦合开关相比具有较高的可靠性，良好的机械强度和开关速度。经典的pin开关由一个和发射端串联pin管，与另一个和接收端并联pin管经1/4波长线与天线相连组成。具体如仿真图2所示。当处于发射态时，2个pin管都加入正向偏压，发射信号经过相当于小电阻的串联pin管进入天线，而并联pin管对地也呈现一个小电阻，短路了接收的天线信号，避免引起接收过载。发射通路的插损和接收通路的隔离度主要由pin管的正向导通电阻决定。如1ω的正向电阻在10%带宽内可获得超过30 db的隔离度和小于0.2 db的插损。
接收状态时，pin管加零或负偏压。这时pin管等效为一个小电容ct，使天线和接收机之间仅有很小的插损。但在发射机和天线之间由于pin串联，ct等效为高阻抗，产生高的隔离度。
t/r开关所能承受的最大功率pd，与pin管的额定功率p1，正向导通电阻r，以及天线端的驻波s关系如下：
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接收状态时，通路插损也为0.3 db，隔离度为25 db 。除发射端失配外，天线和接收端驻波小于1.3，满足了系统要求。图3为ads仿真结果，实际调试结果与仿真较吻合。
2.2 外接低噪声放大器设计
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设计放大器的第一步就是使器件在整个工作带宽内及邻近区域内稳定。将放大器等效为二端口网络，则二端口稳定的必要条件可表示为：
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fmin为lna管的最小噪声系数，гs为源反射系数，гopt和rn分别为最佳噪声反射系数和等效噪声电阻。在lna设计时就是要将输入端匹配至最佳噪声点，但有时为了兼顾驻波，增益指标也要进行适当的平衡选择，在宽带设计中为了保证增益平坦度，往往还要加入负反馈等。实际设计在ads中仿真如图4所示，输入和输出中都是用π型匹配，仿真结果如图5所示，增益在20 db，噪声<0.1 db，实际调试中由于匹配元件q值，以及电路布线等原因都对噪声产生巨大影响，调试结果在全频段内噪声<1.1 db。
2.3 锁相环及混频解调部分设计
th7122内部集成一个整数分频pll电路，pll电路是通过一个负反馈回路进行频率合成，其输出频率fvco是鉴相频率fro的整数倍n，fr由参考晶振频率r分频所得。鉴相器将fvco的n分频信号fn与fr的相位差值转变为电信号经过环路滤波控制vco产生想要的频率。本设计中参考频率采用10 mhz无源晶振，根据不同接收或发射频率向n和r寄存器中写入分频值。
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发射信号的调制由于无论是语音信号还是msk调制信号最终都是在音频范围内的模拟信号，经过实验采用了简单易行的模拟信号经过sal-ley-key滤波后去调制pll电路使载波产生偏移，实现调制。因为无源晶振需要外接1个负载电容接地工作，电容的变化会引起晶振工作频率的偏移，故将晶振负载电容分为固定电容c和变容二极管dc串联两部分，模拟信号接入c与dc之间，让模拟电压调制信号控制变容二极管电容，拉动晶振工作频率偏移，从而引起fr变化，最终间接调制fvco，实现调制功能。vco输出经过芯片内部放大器输出5～10 mw。为达到发射功率为5 w，设计中采取由bfg540w匹配设计的驱动放大器和π型衰减结合将功率驱动到50mw，再经过功率放大器ra07m4047将功率放大为5 w以上，经过低通谐波滤波器滤除谐波后发射，图6是总体的原理图。
3 结束语
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