增加迟滞以实现平滑的欠压和过压锁定
电阻分压器将高压衰减到低压电路可以容纳的水平，而不会被过驱动或损坏。在电源路径控制电路中，电阻分压器有助于设置电源欠压和过压锁定阈值。这种电源电压鉴定电路可用于汽车系统、电池供电的便携式仪器以及数据处理和通信板。
欠压锁定 （uvlo） 可防止下游电子系统在异常低的电源电压下运行，这可能导致系统故障。例如，当电源电压低于规格时，数字系统的行为可能不稳定，甚至冻结。当电源是可充电电池时，欠压锁定可防止电池因深度放电而损坏。过压锁定 （ovlo） 可保护系统免受破坏性高电源电压的影响。由于欠压和过压门限取决于系统的有效工作范围，因此使用电阻分压器设置具有相同控制电路的自定义阈值。需要阈值迟滞才能获得平滑且无颤振的锁定功能，即使在存在电源噪声或电阻的情况下也是如此。在讨论了一个简单的uvlo/ovlo电路之后，本文将介绍一些增加阈值迟滞的简单方法，当默认值不足时，这是必要的。
欠压和过压锁定电路
图1所示为欠压闭锁电路（暂时无迟滞）。它具有一个具有正基准电压（vt） 的负输入。比较器控制一个电源开关，该开关打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入连接到输入端的电阻分压器。如果电源接通并从0 v开始上升，则比较器输出最初为低电平，使电源开关保持关闭状态。比较器输出在其正输入达到v时跳闸t.此时，底部电阻中的电流为vt/rb.相同的电流在 r 中流动t如果比较器没有输入偏置电流。因此，比较器跳闸时的电源电压为vt+ rt× vt/rb= vt× （rb+ rt）/rb.这是由电阻分压器设置的电源uvlo阈值。例如，vt1 v 和 rt= 10 × rb产生11 v的uvlo阈值，低于此阈值，比较器输出为低电平，断开电源开关;超过此uvlo阈值，开关闭合，电源流过以给系统供电。阈值可以通过改变r的比率轻松调整b和 rt.绝对电阻值由分压器预算的偏置电流量设置（稍后会详细介绍）。要设置ovlo阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，参见图2中的下部比较器），使高电平输入迫使比较器输出为低电平并打开开关。
图1.使用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压锁定。
虽然不是本文的重点，但该开关可以使用 n 沟道或 p 沟道功率 mosfet 来实现。前面的讨论假设n沟道mosfet开关在其栅极电压较低（例如，0 v）时断开（高电阻）。为了完全闭合（低电阻）n沟道mosfet，栅极电压必须至少高于电源电压mosfet阈值电压，这需要一个电荷泵。ltc4365、ltc4367 和 ltc4368 等保护控制器集成了比较器和电荷泵，以驱动 n 沟道 mosfet，同时仍消耗低静态电流。 p沟道mosfet不需要电荷泵，但栅极电压极性是相反的;也就是说，低电压闭合，而高电压打开p沟道mosfet开关。
回到电阻分压器：3电阻串设置欠压和过压锁定阈值（图2），与使用两个独立的2电阻串相比，可节省一个分压器的偏置电流。uvlo 阈值为 vt× （rb+ rm+ rt）/（rb+ rm） 而 ovlo 阈值为 vt× （rb+ rm+ rt）/rb.and门在将两个比较器的输出发送到电源开关之前将其组合在一起。因此，当输入电压介于欠压和过压阈值之间时，电源开关闭合为系统供电;否则，开关将断开，从而断开电源与系统的连接。如果分压器电流消耗不是问题，则单独的欠压和过压分压器在独立调整每个阈值时提供了更大的灵活性。
图2.使用单个电阻分压器的欠压和过压锁定。
带迟滞的欠压和过压闭锁
在图1中，如果电源上升缓慢并有噪声，或者电源具有固有电阻（如电池），导致电压随负载电流下降，则当输入超过其uvlo阈值时，比较器的输出将反复切换高低电平。这是因为比较器的正输入反复高于和低于v。t由于输入噪声引起的阈值或由于通过电源电阻的负载电流引起的压降。对于电池供电的电路，这可能是一个永无止境的振荡。使用带迟滞的比较器可消除这种颤振，使开关转换更加平滑。如图3所示，迟滞比较器为上升（例如，vt+ 100 mv）与下降输入（例如，vt– 100 mv）。比较器级的迟滞按r放大b和 rt至 200 mv × （rb+rt）/rb在供应层面。如果电源输入端的噪声或压降低于此迟滞，则消除颤振。如果比较器提供的滞后不存在或不足，有一些方法可以增加或增加迟滞。所有这些方法都在分频器抽头处使用正反馈，例如，当比较器跳闸时，上升的比较器输入跳得更高。为简单起见，以下公式假设比较器中没有固有迟滞。
图3.通过分压器抽头到电源开关输出的电阻器增加欠压锁定阈值迟滞。
从分压器到输出端的电阻（图 3）：
添加一个电阻器 （rh） 从分压器抽头（比较器的正输入）到电源开关输出。当电源从0 v开始上升时，比较器的正输入低于vt比较器输出低，使电源开关保持关闭状态。假设由于系统负载，开关输出为0 v。因此，rh与 r 并行b用于输入阈值计算。上升输入欠压门限为 vt× （（rb||rh） + rt）/（rb||rh），其中 rb||rh= rb×·h/（rb+ rh).超过此门限时，开关接通，将电源连接到系统。要计算下降的输入欠压阈值，rh与 r 并行t由于开关闭合，给出的下降输入欠压阈值为：vt× （rb+ （rt||rh)）/rb,其中 rt||rh= rt×·h/（rt+ rh).如果比较器本身有一些迟滞，则用前面公式中的上升或下降比较器阈值代替vt。回想一下图 1 的示例，其中 vt= 1 v 和 rt= 10 × rb，在没有比较器迟滞或r的情况下，上升和下降阈值均为11 v。h.添加 rh= 100 × rb如图3所示，输入上升阈值为11.1 v，下降阈值为10.09 v;即1.01 v的迟滞。此方法不适用于 ovlo，因为上升的输入会关闭电源开关，从而导致 rh将比较器输入拉低（再次打开开关）而不是拉高。
电阻开关（图4）：
增加迟滞的另一种方法是切换一个电阻，以改变底部电阻的有效值。开关电阻可以并联（图 4a）或串联（图 4b）。考虑图 4a：当 v在为低电平（例如0 v），比较器的输出（uv或ov节点）为高电平，接通n沟道mosfet m1并连接rh与 r 并行b.假设与r相比，m1的导通电阻可以忽略不计h或包含在 r 中h的值。上升输入阈值与图3相同：vt× （（rb||rh） + rt）/（rb||rh).一次 v在高于此阈值，比较器输出为低电平，关断m1并断开rh从分隔线。因此，下降的输入阈值与图1相同：vt× （rb+ rt）/rb.继续我们的例子与 vt= 1 v， rt= 10 × rb和 rh= 100 × rb，上升输入阈值为11.1 v，下降阈值为11 v;即 rh产生100 mv的迟滞。此方法和以下方法可用于欠压或过压锁定，因为它们的用途取决于比较器输出如何打开电源开关（未显示）。
图4.使用开关 （a） 分流电阻器或电流和 （b） 串联电阻器增加欠压或过压锁定阈值迟滞。
图4b的配置给出上升输入阈值为vt× （rb+ rt）/rb和下降的输入阈值为 vt× （rb+ rh+ rt）/（rb+ rh).rh= rb/10图4所示，输入上升阈值为11 v，下降阈值为10.091 v，即迟滞为909 mv。这表明图4b配置需要更小的rh以产生更大的滞后。
电流开关（图 4a）：
电阻器 rh图4a的电流源i可以代替h.这种方法用于 ltc4417 和 ltc4418 优先控制器。当 v在为低电平，比较器的高输出使 ih.在上升输入门限处，比较器的负输入为vt.因此，电流在rt是我h+ vt/rb，产生上升阈值为 vt+ （ih+ vt/rb） × rt= vt× （rb+ rt）/rb+ 我h×·t.一次 v在高于此阈值，我h被比较器的低输出关断。因此，下降阈值与图1相同：vt× （rb+ rt）/rb，输入阈值迟滞为 ih×·t.
电阻分压器偏置电流
前面的公式假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例仅考虑电阻比而不是绝对值。比较器输入具有两个输入失调电压（v操作系统），引用不准确（可以用v杵称）操作系统），以及输入偏置或漏电流（i力劲).零泄漏假设在分压器偏置电流vt/rb在图1的跳变点处，远大于输入泄漏。例如，分压器电流是输入漏电流的100倍，可将漏电引起的输入阈值误差保持在1%以下。另一种方法是将泄漏引起的阈值误差与失调电压的阈值误差进行比较。比较器非理想性将图1输入欠压阈值公式更改为：（vt± v操作系统）× （rb+ rt）/rb± i力劲×·t（类似于前面的迟滞电流方程），可以改写为（vt± v操作系统± i力劲×·b×·t/（rb+ rt）） × （rb+ rt）/rb.输入漏电流表现为比较器阈值电压中的误差，该误差相对于失调电压（即i力劲× （rb||rt） < v操作系统，通过适当的电阻选择。
例如，ltc4367欠压和过压保护控制器的uv和ov引脚最大漏电流为±10 na，而uv/ov引脚比较器的500 mv阈值失调电压为±7.5 mv（500 mv的±1.5%）。对±3 mv（500 mv的±0.6%，或小于7.5 mv失调的一半）泄漏引起的阈值误差进行预算，得到rb||rt< 3 mv/10 na = 300 kω。要设置具有0.5 v比较器阈值的11 v输入欠压阈值，需要rt= rb× 10.5 v/0.5 v = 21 × rb.因此，rb||rt= 21 × rb/22 < 300 kω，得到 rb< 315.7 kω。r 最接近的 1% 标准值b为 309 kω，产生 rt为 6.49 mω。跳变点的分压器偏置电流为0.5 v/309 kω = 1.62 μa，是10 na漏电流的162倍。当最小化分压器电流而不增加由于比较器的输入漏电流引起的阈值误差时，这种分析非常重要。
结论
电阻分压器可通过基于比较器的相同控制电路轻松调整电源欠压和过压锁定阈值。电源噪声或电阻需要阈值迟滞，以防止电源超过阈值时电源开关的导通和关闭抖动。已经展示了几种实现欠压和过压锁定迟滞的不同方法。基本原则是在比较器跳闸时分压器抽头处有一些正反馈。当增加或增加保护控制器ic的迟滞时，一些方法取决于比较器输出的可用性或ic输出引脚上的类似信号。在选择电阻值时，应注意比较器的输入泄漏不会成为阈值误差的主要来源。一组全面的相关方程式（包括本文中的方程式）已在可供下载的电子表格中实现。
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欠压和过压锁定电路
图1所示为欠压闭锁电路（暂时无迟滞）。它具有一个具有正基准电压（vt） 的负输入。比较器控制一个电源开关，该开关打开或关闭电源输入和下游电子系统之间的路径。比较器的正输入连接到输入端的电阻分压器。如果电源接通并从0 v开始上升，则比较器输出最初为低电平，使电源开关保持关闭状态。比较器输出在其正输入达到v时跳闸t.此时，底部电阻中的电流为vt/rb.相同的电流在 r 中流动t如果比较器没有输入偏置电流。因此，比较器跳闸时的电源电压为vt+ rt× vt/rb= vt× （rb+ rt）/rb.这是由电阻分压器设置的电源uvlo阈值。例如，vt1 v 和 rt= 10 × rb产生11 v的uvlo阈值，低于此阈值，比较器输出为低电平，断开电源开关;超过此uvlo阈值，开关闭合，电源流过以给系统供电。阈值可以通过改变r的比率轻松调整b和 rt.绝对电阻值由分压器预算的偏置电流量设置（稍后会详细介绍）。要设置ovlo阈值，只需交换比较器的两个输入（例如，参见图2中的下部比较器），使高电平输入迫使比较器输出为低电平并打开开关。
图1.使用电阻分压器、比较器和电源开关的电源欠压锁定。
虽然不是本文的重点，但该开关可以使用 n 沟道或 p 沟道功率 mosfet 来实现。前面的讨论假设n沟道mosfet开关在其栅极电压较低（例如，0 v）时断开（高电阻）。为了完全闭合（低电阻）n沟道mosfet，栅极电压必须至少高于电源电压mosfet阈值电压，这需要一个电荷泵。ltc4365、ltc4367 和 ltc4368 等保护控制器集成了比较器和电荷泵，以驱动 n 沟道 mosfet，同时仍消耗低静态电流。 p沟道mosfet不需要电荷泵，但栅极电压极性是相反的;也就是说，低电压闭合，而高电压打开p沟道mosfet开关。
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带迟滞的欠压和过压闭锁
在图1中，如果电源上升缓慢并有噪声，或者电源具有固有电阻（如电池），导致电压随负载电流下降，则当输入超过其uvlo阈值时，比较器的输出将反复切换高低电平。这是因为比较器的正输入反复高于和低于v。t由于输入噪声引起的阈值或由于通过电源电阻的负载电流引起的压降。对于电池供电的电路，这可能是一个永无止境的振荡。使用带迟滞的比较器可消除这种颤振，使开关转换更加平滑。如图3所示，迟滞比较器为上升（例如，vt+ 100 mv）与下降输入（例如，vt– 100 mv）。比较器级的迟滞按r放大b和 rt至 200 mv × （rb+rt）/rb在供应层面。如果电源输入端的噪声或压降低于此迟滞，则消除颤振。如果比较器提供的滞后不存在或不足，有一些方法可以增加或增加迟滞。所有这些方法都在分频器抽头处使用正反馈，例如，当比较器跳闸时，上升的比较器输入跳得更高。为简单起见，以下公式假设比较器中没有固有迟滞。
图3.通过分压器抽头到电源开关输出的电阻器增加欠压锁定阈值迟滞。
从分压器到输出端的电阻（图 3）：
添加一个电阻器 （rh） 从分压器抽头（比较器的正输入）到电源开关输出。当电源从0 v开始上升时，比较器的正输入低于vt比较器输出低，使电源开关保持关闭状态。假设由于系统负载，开关输出为0 v。因此，rh与 r 并行b用于输入阈值计算。上升输入欠压门限为 vt× （（rb||rh） + rt）/（rb||rh），其中 rb||rh= rb×·h/（rb+ rh).超过此门限时，开关接通，将电源连接到系统。要计算下降的输入欠压阈值，rh与 r 并行t由于开关闭合，给出的下降输入欠压阈值为：vt× （rb+ （rt||rh)）/rb,其中 rt||rh= rt×·h/（rt+ rh).如果比较器本身有一些迟滞，则用前面公式中的上升或下降比较器阈值代替vt。回想一下图 1 的示例，其中 vt= 1 v 和 rt= 10 × rb，在没有比较器迟滞或r的情况下，上升和下降阈值均为11 v。h.添加 rh= 100 × rb如图3所示，输入上升阈值为11.1 v，下降阈值为10.09 v;即1.01 v的迟滞。此方法不适用于 ovlo，因为上升的输入会关闭电源开关，从而导致 rh将比较器输入拉低（再次打开开关）而不是拉高。
电阻开关（图4）：
增加迟滞的另一种方法是切换一个电阻，以改变底部电阻的有效值。开关电阻可以并联（图 4a）或串联（图 4b）。考虑图 4a：当 v在为低电平（例如0 v），比较器的输出（uv或ov节点）为高电平，接通n沟道mosfet m1并连接rh与 r 并行b.假设与r相比，m1的导通电阻可以忽略不计h或包含在 r 中h的值。上升输入阈值与图3相同：vt× （（rb||rh） + rt）/（rb||rh).一次 v在高于此阈值，比较器输出为低电平，关断m1并断开rh从分隔线。因此，下降的输入阈值与图1相同：vt× （rb+ rt）/rb.继续我们的例子与 vt= 1 v， rt= 10 × rb和 rh= 100 × rb，上升输入阈值为11.1 v，下降阈值为11 v;即 rh产生100 mv的迟滞。此方法和以下方法可用于欠压或过压锁定，因为它们的用途取决于比较器输出如何打开电源开关（未显示）。
图4.使用开关 （a） 分流电阻器或电流和 （b） 串联电阻器增加欠压或过压锁定阈值迟滞。
图4b的配置给出上升输入阈值为vt× （rb+ rt）/rb和下降的输入阈值为 vt× （rb+ rh+ rt）/（rb+ rh).rh= rb/10图4所示，输入上升阈值为11 v，下降阈值为10.091 v，即迟滞为909 mv。这表明图4b配置需要更小的rh以产生更大的滞后。
电流开关（图 4a）：
电阻器 rh图4a的电流源i可以代替h.这种方法用于 ltc4417 和 ltc4418 优先控制器。当 v在为低电平，比较器的高输出使 ih.在上升输入门限处，比较器的负输入为vt.因此，电流在rt是我h+ vt/rb，产生上升阈值为 vt+ （ih+ vt/rb） × rt= vt× （rb+ rt）/rb+ 我h×·t.一次 v在高于此阈值，我h被比较器的低输出关断。因此，下降阈值与图1相同：vt× （rb+ rt）/rb，输入阈值迟滞为 ih×·t.
电阻分压器偏置电流
前面的公式假设比较器输入的输入偏置电流为零，而示例仅考虑电阻比而不是绝对值。比较器输入具有两个输入失调电压（v操作系统），引用不准确（可以用v杵称）操作系统），以及输入偏置或漏电流（i力劲).零泄漏假设在分压器偏置电流vt/rb在图1的跳变点处，远大于输入泄漏。例如，分压器电流是输入漏电流的100倍，可将漏电引起的输入阈值误差保持在1%以下。另一种方法是将泄漏引起的阈值误差与失调电压的阈值误差进行比较。比较器非理想性将图1输入欠压阈值公式更改为：（vt± v操作系统）× （rb+ rt）/rb± i力劲×·t（类似于前面的迟滞电流方程），可以改写为（vt± v操作系统± i力劲×·b×·t/（rb+ rt）） × （rb+ rt）/rb.输入漏电流表现为比较器阈值电压中的误差，该误差相对于失调电压（即i力劲× （rb||rt） < v操作系统，通过适当的电阻选择。
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结论
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