传导式EMI的测量技术解析
传导发射（conducted emission）是指部分的电磁（射频）能量透过外部缆线（cable）、电源线形成传导波发射出去。本文介绍经由电源线的传导发射。 差模和共模噪声 「传导式emi」可以分成两类：差模（differential mode；dm）和共模（common mode；cm）。差模也称作「对称模式（symmetric mode）」或「正常模式（normal mode）」；而共模也称作「不对称模式（asymmetric mode）」或「接地泄漏模式（ground leakage mode）」。
由emi产生的噪声也分成两类：差模噪声和共模噪声。简而言之，差模噪声是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的，如图1（a）所示。而共模噪声是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的，如图1（b）所示。一般而言，差模讯号通常是我们所要的，因为它能承载有用的数据或讯号；而共模讯号（噪声）是我们不要的副作用或是差模电路的‘副产品’，它正是emc的最大难题。
从图一中，可以清楚发现，共模噪声的发生大多数是因为杂散电容（stray capacitor）的不当接地所造成的。这也是为何共模也称作‘接地泄漏模式’的原因。
在图二中，dm噪声源是透过l和n对偶线，来推挽（push and pull）电流idm。因为有dm噪声源的存在，所以没有电流通过接地线路。噪声的电流方向是根据交流电的周期而变化的。
电源供应电路所提供的基本的交流工作电流，在本质上也是差模的。因为它流进l或n线路，并透过l或n线路离开。不过，在图二中的差模电流并没有包含这个电流。这是因为工作电流虽然是差模的，但它不是噪声。另一方面，对一个电流源（讯号源）而言，若它的基本频率是电源频率（line frequency）的两倍----100或120hz，它实质上仍是属于直流的，而且不是噪声；即使它的谐波频率，超过了标准的传导式emi之限制范围（150 khz to 30 mhz）。然而，必须注意的是，工作电流仍然保留有直流偏压的能量，此偏压是提供给滤波抗流线圈（filter choke）使用，因此这会严重影响emi滤波器的效能。这时，当使用外部的电流探针来量测数据时，很可能因此造成测量误差。
cm噪声源有接地，而且l和n线路具有相同的阻抗z。因此，它驱动相同大小的电路通过l和n线路。不过，这是假设两者的阻抗大小相等。可以清楚地观察出，假使双方的阻抗不均衡（unbalanced），‘不对称’的共模电流将分布在l和n线路上。这似乎是用词不当或与原定义不符，因为cm本来又称作 ‘不对称模式’。为了避免混淆，此时的模式应该称作‘非对称（nonsymmetric）模式’，好和‘不对称模式’做区分。在大多数的电源供应电路中，在这个模式下所发出的emi是最多的。
利用不等值的负载或线路阻抗，就能够有效地将cm电流转换成一部分是cm电流，另一部分是dm电流。例如：一个dc-dc转换器（converter）供应电源给一个次系统，此次系统具有不等值（不均衡）的阻抗。而且在dc-dc转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模噪声，它变成一个非常真实的（差动）输入电压涟波，并施加给次系统。没有次系统内建的「共模拒斥率（common mode rejection ratio；cmrr）」可以参考，因为此噪声不完全是共模的。到最后，此次系统可能会发生错误。所以，在产生共模电流时，就要马上降低它的大小，这是非常重要的，是首要工作。使阻抗均衡则是次要工作。此外，由于共模和差模的特性，共模电流的频率会比差模的频率大。因此，共模电流会产生很大的射频辐射。而且，会和邻近的组件和电路发生电感性与电容性的耦合。通常，一个5ua的共模电流在一个1m长的导线中，所产生的射频辐射量会超过fcc所规范的b类限定值。fcc的a类规范限制共模电流最多只能有15ua。此外，最短的交流电源线，依照标准规定是1m，所以电源线的长度不能比1m短。
在一个真实的电源供应电路里，差模噪声噪声源很像是一个电压源。而共模噪声源的行为却比较像是一个电流源，这使得共模噪声更难被消除。它和所有的电流源一样，需要有一个流动路径存在。因为它的路径包含外壳（chassis），所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。 返回路径 对噪声电流而言，真正的返回路径是什么呢？ 实体的电气路径之间的距离，最好是越大越好。因为如果没有emi滤波器存在的话，部分的噪声电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。其余部分将透过无线的方式返回，这就是辐射；由此产生的电磁场会影响相邻的导体，在这些导体内产生极小的电流。最后，这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值，因此不会违反【kirchhoff定律】——在一封闭电路中，过一节点的电流量之代数和为零。
利用简单的数学公式，就可以将于l和n线路上所测得的电流，区分为cm电流和dm电流。但是为了避免发生代数计算的错误，必须先对电流的「正方向」做一定义。可以假设若电流由右至左流动，就是正方向，反之则为负方向。此外，必须记住的是：一个电流i若在任一线路中往一个方向流动时，这是等同于i往另一个方向流动的（kirchhoff定律）。
例如：假设在一条线路（l或n）上，测得一个由右至左流动的电流2μa。并在另一条线路上，测得一个由左至右流动的电流5μa。cm电流和dm电流是多少呢？就cm电路而言，假设它的e连接到一个大型的金属接地平面，因此无法测量出流过e的电流值（如果可以测得，那将是简单的icm）。这和一般离线的（off-line）电源供应器具有3条（有接地线）或2条（没有接地线）电线不同，我们将会发现对那些接地不明的设备而言，其实它们具有一些泄漏（返回）路径。
以图一为例，假设第一次测量的线路是l（若选择n为首次测量的线路，底下所计算出来的结果也是一样的）。由此可以导出：
il = icm/2 + idm= 2μa
in = icm/2 - idm= -5μa
求解上面的联立方程式，可以得出：
icm = -3μa
idm = 3.5μa
这表示有一个3μa的电流，流过e（这是共模的定义）。而且，有一个3.5μa的电流在l和n线路中来回流动。
再举一个例子：假设测得一个2μa的电流在一条线路中由右至左流动，而且在另一条线路中没有电流存在，此时，cm电流和dm电流为多少？
il = icm/2 + idm= 2μa
in = icm/2 - idm= 0μa
对上面的联立方程式求解，可得出：
icm = 2μa
idm = 1μa
这是「非对称模式」的例子。从此结果可以看出，「非对称模式」的一部分可以视为「不对称（cm）模式」，而它的另一部分可视为「对称（dm）模式」。
传导式emi的测量
为了要测量ce，我们必须使用线路阻抗稳定网络（line impedance stabilization network；lisn）。如图三所示一个简易的lisn电路图。
使用lisn的目的是多重的。它是一个「干净的」交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使噪声是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重复进行。对噪声源而言，lisn就是它的负载。假设在此lisn电路中，l 和c的值是这样决定的： 电感l小到不会降低交流的电源电流（50/60hz）；但在期望的频率范围内（150 khz to 30mhz），它大到可以被视为「开路（open）」。电容c小到可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成「短路（short）」。
在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。测量传导时，将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器…等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是50欧姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在l和e之间，lisn使用一个「继电/切换（relay/switch）电路」，将实际的50欧姆电阻移往相反的配对线路上，也就是在n和e之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量vl或vn。
选择50欧姆是为了要仿真高频讯号的输入阻抗，因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50欧姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重复地进行。值得注意的是，电信设备的通讯端口是使用「阻抗稳定网络」，它是使用150欧姆，而不是50欧姆；这是因为一般的「数据线路（data line）」之输入阻抗值近似于150欧姆。
为了了解vl和vn，请参考图四。共模电压是25ω乘以流向e的电流值（或者是50ω乘以icm/2）。差模电压是100ω乘以差模电流。因此，lisn提供下列的负载阻抗给噪声源（没有任何的输入滤波器存在）：
cm负载阻抗是25ω，dm负载阻抗是100ω。
当lisn切换时，可以由下式得出噪声电压值：
vl=25*icm+50*idm 或 vn=25*icm – 50*idm
这是否意味着只要在l-e和n-e上做测量，就可以知道cm和dm噪声的相对比例大小？
其实，许多人常有这样的错误观念：「如果来自于电源供应器的噪声大部分是属于dm的，则vl和vn的大小将会相等。如果噪声是属于cm的，则vl和vn的大小也会相等。但是，如果cm和dm的辐射大小几乎相等时，则vl和vn的测量值将不会相同。
如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，l和n线路是对称的，但l和n线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别噪声大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条线路之间「跳跃」着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，vl和vn的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的「不对称性」存在。当然，vl和vn的测量结果必须符合emi的限制规定。
使用lisn后，就不需要分别测量cm和dm噪声值，它们是利用上述的代数公式求得的。
有人说：「频率大约在5 mhz以下时，噪声电流倾向于以差模为主；但在5 mhz以上时，噪声电流倾向于以共模为主。」不过这种说法缺乏根据。当频率超过20 mhz时，主要的传导式噪声可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模噪声的主要来源。如表一所示，标准的传导式emi限制之频率测量范围是从150 khz至30 mhz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达30 mhz以后，任何传导式噪声将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此「辐射限制」的范围实际上是从30mhz到 1ghz。
结语
工程师都习惯将电源供应器想象成一个「干净的」电源，其实来自电源电路的传导发射是很复杂的。
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在图二中，dm噪声源是透过l和n对偶线，来推挽（push and pull）电流idm。因为有dm噪声源的存在，所以没有电流通过接地线路。噪声的电流方向是根据交流电的周期而变化的。
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il = icm/2 + idm= 2μa
in = icm/2 - idm= -5μa
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icm = -3μa
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il = icm/2 + idm= 2μa
in = icm/2 - idm= 0μa
对上面的联立方程式求解，可得出：
icm = 2μa
idm = 1μa
这是「非对称模式」的例子。从此结果可以看出，「非对称模式」的一部分可以视为「不对称（cm）模式」，而它的另一部分可视为「对称（dm）模式」。
传导式emi的测量
为了要测量ce，我们必须使用线路阻抗稳定网络（line impedance stabilization network；lisn）。如图三所示一个简易的lisn电路图。
使用lisn的目的是多重的。它是一个「干净的」交流电源，将电能供应给电源供应器。接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。它提供一个稳定的均衡阻抗，即使噪声是来自于电源供应器。最重要的是，它允许测量工作可以在任何地点重复进行。对噪声源而言，lisn就是它的负载。假设在此lisn电路中，l 和c的值是这样决定的： 电感l小到不会降低交流的电源电流（50/60hz）；但在期望的频率范围内（150 khz to 30mhz），它大到可以被视为「开路（open）」。电容c小到可以阻隔交流的电源电压；但在期望的频率范围内，它大到变成「短路（short）」。
在图三中，主要的简化部分是，缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。测量传导时，将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器（分析仪或接收机或示波器…等）时，对一个高频讯号而言，此缆线的输入阻抗是50欧姆（因为传输线效应）。所以，当接收机正在测量这个讯号时，假设在l和e之间，lisn使用一个「继电/切换（relay/switch）电路」，将实际的50欧姆电阻移往相反的配对线路上，也就是在n和e之间。如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡，不管是测量vl或vn。
选择50欧姆是为了要仿真高频讯号的输入阻抗，因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50欧姆。此外，它可以让一般的测量工作，在任何地点、任何时间重复地进行。值得注意的是，电信设备的通讯端口是使用「阻抗稳定网络」，它是使用150欧姆，而不是50欧姆；这是因为一般的「数据线路（data line）」之输入阻抗值近似于150欧姆。
为了了解vl和vn，请参考图四。共模电压是25ω乘以流向e的电流值（或者是50ω乘以icm/2）。差模电压是100ω乘以差模电流。因此，lisn提供下列的负载阻抗给噪声源（没有任何的输入滤波器存在）：
cm负载阻抗是25ω，dm负载阻抗是100ω。
当lisn切换时，可以由下式得出噪声电压值：
vl=25*icm+50*idm 或 vn=25*icm – 50*idm
这是否意味着只要在l-e和n-e上做测量，就可以知道cm和dm噪声的相对比例大小？
其实，许多人常有这样的错误观念：「如果来自于电源供应器的噪声大部分是属于dm的，则vl和vn的大小将会相等。如果噪声是属于cm的，则vl和vn的大小也会相等。但是，如果cm和dm的辐射大小几乎相等时，则vl和vn的测量值将不会相同。
如果这样的观念正确的话，那就表示即使在一个离线的电源供应器中，l和n线路是对称的，但l和n线路上的辐射量还是不相等的。在某一个特殊的时间点，两线路上的个别噪声大小可能会不相等，但实际上，射频能量是以交流的电源频率，在两条线路之间「跳跃」着，如同工作电流一样。所以，任何侦测器测量此两条线路时，只要测量的时间超过数个电压周期，vl和vn的测量值差异将不会很大的。不过，极小的差异可能会存在，这是因为有各种不同的「不对称性」存在。当然，vl和vn的测量结果必须符合emi的限制规定。
使用lisn后，就不需要分别测量cm和dm噪声值，它们是利用上述的代数公式求得的。
有人说：「频率大约在5 mhz以下时，噪声电流倾向于以差模为主；但在5 mhz以上时，噪声电流倾向于以共模为主。」不过这种说法缺乏根据。当频率超过20 mhz时，主要的传导式噪声可能是来自于电感的感应，尤其是来自于输出缆线的辐射。本质上这是共模。但对一个交换式转换器而言，这并不是共模噪声的主要来源。如表一所示，标准的传导式emi限制之频率测量范围是从150 khz至30 mhz。为何频率范围不再向上增加呢？这是因为到达30 mhz以后，任何传导式噪声将会被主要的导线大幅地衰减，而且传输距离会变短。但缆线当然还会继续辐射，因此「辐射限制」的范围实际上是从30mhz到 1ghz。
结语
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