带有快速体二极管的MOSFET器件通过LLC拓扑和FREDFET来提高效率
鉴于全球能源危机，当前电子设备的重点是实现高功率与低能耗的结合。因此，许多电子公司都在提高其众多产品规格中的效率标准。然而，常规的硬开关转换器几乎无法满足这些要求。所以，电源单元的开发人员已经转向诸如llc谐振转换器之类的软开关拓扑，以提高效率并实现更高的工作频率。但是，他们必须考虑以下几个方面的问题。
谐振llc半桥可确保整个开关设备在导通之前进行零电压开关(zvs)(或在关断时为零电流)。因此，可以通过在每次转换期间叠加开关电流和电压来避免能量损失。利用这种电路，开关损耗可以在高频下也保持较低水平，从而减小电抗组件的尺寸。当然，较低的损耗也允许使用较小的散热器。零电压条件源于mosfet体二极管的固有导通。在极快的负载变化期间，mosfet可以从零电压转换为零电流开关条件。在这种情况下，高dv/dt值可能会将固有双极型晶体管切换到导通状态，这通常会导致mosfet损坏。
llc拓扑
llc拓扑中半桥的基本电路包括两个机械开关：高边机械开关(q1)和低边机械开关(q2)。它们由电感器lr和电容器cr连接到变压器(参见图1)。机械开关由它们的固有二极管(d1和d2)和固有电容输出电阻(c1和c2)桥接。为了阐明它们在一般工作原理中的作用，它们在图1中分别被标示。此外，还可以看到另一个电感lm。这是变压器的漏感，它在llc拓扑中起着重要的作用。
假设变压器的初级电感值lm太高以至于对谐振网络没有影响，则上图所示的转换器充当串联谐振转换器。
在谐振单元中，如果输入信号的频率(fi)等于谐振频率(fr)，即lc阻抗等于零，则可实现最大放大率。转换器的工作频率范围受两个特定谐振频率值所限制。这些数值取决于电路。llc控制器将mosfet的开关频率(fs)设置为等于开关的谐振频率，以确保谐振的宝贵优势。
在负载变化期间，谐振频率从最小值(fr2)变为最大值(fr1)：
当fs≥fr1时，llc用作rc串联谐振电路。该工作原理适用于高负载，即lm面对低阻抗的情况。相反地，对于fs≤fr2，llc则充当rc并联谐振电路，这是低负载的情况。不过这种情况通常不会发生，因为系统随后将在zcs(零电流开关)模式下运行。如果频率fi处于fr2
如果以图形形式显示谐振单元的放大率，则会得到如图3所示的曲线，这表明了曲线形状如何根据q值而改变。
llc谐振转换器的工作范围受到最大放大率的限制。特别要注意的是，在fr1或fr2处无法达到最大电压放大率。实际上，实现最大放大率的频率在fr2和fr1之间。随着q值的降低(即随着负载的降低)，最大放大频率移向fr2，并且获得了更高的最大放大率。随着q值的提高(即负载的增加)，最大放大率的频率移向fr1，而最大放大率减小了。因此，对于谐振网络，满载是最不利的情况。
关于mosfet，如上所述，带有llc的谐振转换器在软开关mosfet方面具有关键优势，而正弦输出电流可降低整个系统的发射干扰(emc)。
图4说明了llc转换器的典型波形，它还清楚地表明，漏极电流ids1在变为正值之前先振荡为负值。负电流值表示体二极管正在导电。在此阶段，mosfet的漏极-源极电压非常低，因为它取决于二极管上的压降电压。如果在体二极管的电导率实际上为零的同时进行mosfet开关，则会发生向zvs的过渡，从而降低了开关损耗。结果可以减小散热器的尺寸，从而提高系统的效率。
如果mosfet的开关频率fs小于fr1，则转换器上的电流呈现不同的形状。 如果这情况持续足够长的时间，以至在输出二极管上产生间歇性电流，则初级侧的电流会偏离正弦波形。
此外，如果mosfet的固有输出电容c1和c2具有可与cr相比的数值，则谐振频率fr也取决于组件。为避免这种情况并使fr值与所使用的组件无关，关键是在设计阶段选择大于c1和c2的cr数值。
续流和zvs条件
针对与谐振频率有关的方程式的分析表明，谐振网络的输入阻抗在最大放大率的频率以上为电感性，而谐振网络的输入电流(ip)则保持低于施加到谐振网络的电压(vd)。在低于最大放大率频率时，谐振网络的输入阻抗相比之下是电容性的，并且ip大于vd。
在电容性范围内工作期间，在开关操作过程中，体二极管在电压方面会发生极性反转，但体二极管在这个时候仍在承载电流，这会使mosfet承受很高的故障风险。如绿色圆圈(图6)中显示的那样，内部二极管的反向恢复时间(trr)是非常重要的。
根据这一点，在从低负载过渡到高负载的期间(见图8)，控制电路(llc控制器)应能够使mosfet切换至zvs模式并达到正的关断电流范围。如果这不能保证，那么mosfet可能会在危险范围内工作。
在恒定的低负载下，系统在较低的谐振频率fr2附近运行。在这种情况下，可以保证zvs模式和正的关断漏极电流。在负载变化后(从低到高)，开关频率应遵循新的谐振频率。如果不是这种情况(如图8中的绿线所示)，则系统状态处于范围3(zcs范围)。 这意味着zvs模式和正的关断漏极电流不可用。如果mosfet关断，电流也将流过其体二极管。如果在放大图中分析从低负载到高负载的过渡，可以建立以下条件：
黑色虚线绘制了过渡过程中的理想路线，而绿线则对应于实际路线。可以看到，在从低负载到高负载的过渡期间，系统在zcs范围内运行。这样，内部二极管的性能就变得非常重要。因此，在体二极管中恢复时间非常短的断路器，便成为了新型llc概念的发展趋势。
评测和参考电路板
为了开发开关电源，我们建议您使用评测板或参考板来收集经验数值，它们还可用于测试带有快速体二极管的mosfet并评估其优势。这些经验也可用于儒卓力的不同llc拓扑型款。
steval-isa132v1评测板可在限定的时间内提供170 w的连续输出(vin = 190 v至264 v ac，vout = 24 v)，峰值输出超过300w。它的架构基于不带pfc的单级llc谐振变换器和l6699谐振控制器。它具有一些创新功能，例如自调整、可调整的空载时间、对工作模式的抗电容保护，以及可防止启动过程中发生硬开关的专有安全启动。
evlstnrg-170w评测板提供了通过使用pfc级以及基于stnrg388a数字控制器的llc转换器的数字控制获得经验的可能性。在这种情况下，上游pfc级将在“增强的恒定导通时间”模式(dcm-ccm边界)下运行，而llc转换器则在“时移控制 ”模式(tsc)下运行。该评测板的设计可提供高达170 w的连续输出，应用支持多种输出电压：主要应用为24 v(6 a)，例如12 v (2 a)用于控制器，5 v (2 a)则用于待机操作(始终开启)。
evlcmb1-90wadp是另一个较小的输出评测板，这是专门针对笔记本电脑ac/dc适配器的典型规格而设计的19 v/90 w转换器。当然，只要在目标设计中对输出电压进行相应的调整，该评测板也可以用作进一步应用的基础。它具有较宽的电源输入范围(频率为45至65 hz时为90 v至264 v ac)，低负载时的功耗非常低。
同样，其架构基于两阶段方法：过渡模式pfc预调节器和下游llc半桥谐振转换器。 pfc级和llc转换器的两个控制器都集成在stcmb1 combo ic中。
文章来源：儒卓力
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llc拓扑
llc拓扑中半桥的基本电路包括两个机械开关：高边机械开关(q1)和低边机械开关(q2)。它们由电感器lr和电容器cr连接到变压器(参见图1)。机械开关由它们的固有二极管(d1和d2)和固有电容输出电阻(c1和c2)桥接。为了阐明它们在一般工作原理中的作用，它们在图1中分别被标示。此外，还可以看到另一个电感lm。这是变压器的漏感，它在llc拓扑中起着重要的作用。
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在谐振单元中，如果输入信号的频率(fi)等于谐振频率(fr)，即lc阻抗等于零，则可实现最大放大率。转换器的工作频率范围受两个特定谐振频率值所限制。这些数值取决于电路。llc控制器将mosfet的开关频率(fs)设置为等于开关的谐振频率，以确保谐振的宝贵优势。
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当fs≥fr1时，llc用作rc串联谐振电路。该工作原理适用于高负载，即lm面对低阻抗的情况。相反地，对于fs≤fr2，llc则充当rc并联谐振电路，这是低负载的情况。不过这种情况通常不会发生，因为系统随后将在zcs(零电流开关)模式下运行。如果频率fi处于fr2
如果以图形形式显示谐振单元的放大率，则会得到如图3所示的曲线，这表明了曲线形状如何根据q值而改变。
llc谐振转换器的工作范围受到最大放大率的限制。特别要注意的是，在fr1或fr2处无法达到最大电压放大率。实际上，实现最大放大率的频率在fr2和fr1之间。随着q值的降低(即随着负载的降低)，最大放大频率移向fr2，并且获得了更高的最大放大率。随着q值的提高(即负载的增加)，最大放大率的频率移向fr1，而最大放大率减小了。因此，对于谐振网络，满载是最不利的情况。
关于mosfet，如上所述，带有llc的谐振转换器在软开关mosfet方面具有关键优势，而正弦输出电流可降低整个系统的发射干扰(emc)。
图4说明了llc转换器的典型波形，它还清楚地表明，漏极电流ids1在变为正值之前先振荡为负值。负电流值表示体二极管正在导电。在此阶段，mosfet的漏极-源极电压非常低，因为它取决于二极管上的压降电压。如果在体二极管的电导率实际上为零的同时进行mosfet开关，则会发生向zvs的过渡，从而降低了开关损耗。结果可以减小散热器的尺寸，从而提高系统的效率。
如果mosfet的开关频率fs小于fr1，则转换器上的电流呈现不同的形状。 如果这情况持续足够长的时间，以至在输出二极管上产生间歇性电流，则初级侧的电流会偏离正弦波形。
此外，如果mosfet的固有输出电容c1和c2具有可与cr相比的数值，则谐振频率fr也取决于组件。为避免这种情况并使fr值与所使用的组件无关，关键是在设计阶段选择大于c1和c2的cr数值。
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