LCD监视器开关电源功率开关调整器FS6M07652RTC特
lcd监视器开关电源功率开关调整器fs6m07652rtc特点及应用
摘要：fs6m07652rtc由sensefet及其控制ic组成，专门为lcd监视器电源和适配器设计。叙述了fs6m07652rtc的特点、应用电路和设计考虑。
关键词：lcd监视器；开关电源功率开关；调整器
1 引言
fs6m07652rtc是美国fairchild公司为lcd监视器回扫式smps而专门设计的一种功率开关调整器。同其它fairchild功率开关（简称fps）一样，fs6m07652rtc是将带电流感测功能的mosfet（被称作sensefet）及其控制ic内置于同一封装之内，属于二合一组合器件。快捷（即仙童）fps是在韩国三星功率开关（sps）的基础上发展起来的功率开关调节器系列器件。几年前，快捷收购了三星的半导体功率器件部之后，将sps更名为fps。与现存和先前的fps系列器件比较，fs6m系列fps在性能和可靠性方面都有较大改进和提高。fs6m07652rtc中的sensefet额定电流/电压（限制值）是2a/650v，并可承受7a的连续漏极电流。
2 主要性能与特点
fs6m07652rtc采用空间节省的5脚to-220f封装，如图1所示。
图1 封装及引脚排列
fs6m07652rtc内置sensefet和控制ic，图2示出了其内部结构框图。
图2 fs6m07652rtc内部结构框图
fs6m07652rtc脚1（drain）是sensefet的漏极；脚2（gnd）为接地端；脚3（vcc）是电源电压施加端；脚4（vfb）为反馈端；脚5（s/s）是软启动电容器连接端。
fs6m07652rtc的主要性能与特点如下：
1）内置耐压至少是650v的sensefet和前沿消隐（leb）电路，无需在外部连接电流感测电阻和rc低通滤波元件；
2）pwm控制器带70khz的固定工作频率（无需在外部连接rt和ct定时元件），占空比可达80％；
3）控制ic的vcc启动门限电压为15v，启动电流低于170μa，欠电压锁定（uvlo）门限是9v，带6v的滞后；
4）为在显示电源管理信号传输（display power management signalling，缩写为dpms）状态下有一个低功率消耗，内置突发模式控制器，提供待机模式下的突发模式操作；
5）内置各种保护电路，其中包括：
——33v的过电压保护（ovp）；
——逐周电流限制、过电流闭锁保护（ocp）和过载保护（olp）；
——门限为160℃的热关闭保护（tsd）。
故障条件一旦解除，控制ic可以自动重新启动。
fs6m07652rtc带有最佳化的栅极驱动器和软启动功能，器件适用于宽范围的世界通用ac输入线路电压。
3 应用电路及变压器设计
3.1 应用电路及工作原理
fs6m07652rtc主要适用于lcd监视器电源和ac/dc适配器，用其作为功率开关调整器的lcd监视器回扫式smps电路如图3所示。
图3 由fs6m07652rtc组成的lce监视器回扫smps电路
这种回扫式变换器的ac输入电压范围为85～265v，两路dc输出分别为12v/2a和3.3v/2a。5v、130ma的ka7805输出是为在突发模式下操作检验之用而设置的。
与整流滤波后的dc总线电压连接的电阻r102，为fs6m07652rtc（ic101）脚vcc的启动元件。通过r102的电流对脚vcc电容c108充电，当c108上的充电电压超过15v时，fps内的sensefet则开始开关。在fps启动之后，变压器t1的辅助绕组（端5与端6）、d202、r104和c108等组成的电源电路为fps内的ic提供足够的工作电流。fps脚vcc的ovp电压在30v以上（典型值为33v），vcc电压可选择24v左右。当vcc降至9v的uvlo关闭门限时，fps内ic的工作电流从10ma降至100μa。
当一个负载或一只二极管发生短路时，将会在短时间内产生一个大电流流过fps中的sensefet，并被感测电阻（rs）检测，ocl电路启动，履行过电流闭锁保护。
过载不同于负载短路，它是指负载电流远大于预设定的电平。在过载情况下，olp电路将使fps停止工作。
fps利用电流型控制，最大开关电流在内部被限制，从而限制了在固定输入电压下的功率。如果电源dc输出电压低于设定值，在反馈环路上的ic201（ka431）将产生非常小的电流，ic301中光耦合晶体管中的电流几乎变为零，fps脚vfb内2μa的电流源（参考图2）将对外部电容c107（参见图3）充电。当脚vfb上电压因c107充电达到7.5v时，fps将关闭。在c107=47nf下，关闭延时约100ms。在常态下，vfb约为0.2～3v。当vfb=3～7v时，器件在最大占空比上工作。一旦vfb达到7v，内部电路则关闭反馈电路。
在反馈环路上，q201、d203、r206和r207、r208及sw201组成的反馈网络用作突发（burst）模式操作。在正常工作期间，q201导通，r206从反馈网络被分离，3.3v的输出通过反馈网络传输到fps的脚vfb。当q201关断时，r206连接到反馈网络，12v的输出也被反馈，从而使光耦晶体管饱和导通，fps脚vfb降为零，转换到突发模式。利用微控制器拉低脚vfb，并没有使用附加的光耦合器。在突发状态下操作，输出电压降低，只消耗很小的功率。
3.2 变压器设计考虑
在smps设计与制作中，变压器是一个关键性元件。对于图3所示的lcd监视器回扫式smps电路，变压器（t1）参数的确定根据下面的设定条件：
1）ac输入电压（vin）范围 85～265v（频率60hz）；
2）输出功率po=po1＋po2=2a×12v＋2a×3.3v=30.6w（按30w计）；
3）变换器效率η=70％。
对于变压器设计的详细步骤在这里不准备逐一介绍，只简要说明变压器设计思路及设计考虑。
在确定变压器初级峰值电流ipk时，首先要确定最低dc输入电压（即输入电容cin=c103上的电压）。当smps在恒定输出功率上操作时，最大峰值初级电流发生在最低dc电压上。图4示出了cin充电和放电波形。
图4 滤波电容cin(c103)上充/放电波形
当cin在f=120hz下充电和放电时，在vmin处的纹波电压δv最大。cin充电峰值电压
vmin(pk)=×vin(min)=×85v=120v。
若纹波电压（峰-峰值）按不小于线路电压的20％处理，可设δv=20v。于是，cin放电谷底电压vmin=vmin(pk)－δv=120v－20v=100v。cin放电时间td可按照式（1）计算：
td=×（1）
将已知数据代入式（1）可得：td=6.78ms。
cin在放电期间输入能量ein为：
ein=pin·td=(po/η)×td=(30/0.7)×6.78×10－3=0.29j
根据ein=·cin·，可得：
cin===132μf
132μf是非标准电容。在图3所示的应用电路中，cin（c103）选用的是82μf的铝高压电解电容器。在此种情况下，cin放电终止电压vmin因纹波电压的增大不再是100v。假定cin放电时的输入能量不变，根据ein的计算公式得到的结果是：vmin=86v。利用该结果计算ipk时，余量较大。
最大峰值初级电流ipk在vmin和最大占空比dmax下出现。由于电流控制型smps的dmax应低于50％，若选取dmax=0.45，可得：
ipk===2.2a
初级方均根值电流irms可以按式（2）计算：
irms=ipk· （2）
将ipk=2.2a和dmax=0.45代入式（2）得到
irms=0.85a。
在大多数关于变压器初级电感量lp的计算中，初级电流都选用ipk。在变换器初级电感传输到次级的功率保持不变时，确定lp时可以使用irms，从而使lp的计算结果有较大余量。由于fps的固定操作频率fs=70khz，故lp为：
lp===0.65mh
在ipk、irms和lp等参数确定之后，通常根据面积乘积公式ap=ae·aw≥（lp·ipk·irms×104/420·k·bmax）1.31等来确定磁芯的选取。针对本设计实例，通过简单的计算和经验，可选用efd3030磁芯，其有效截面积ae=1.07cm2，窗口面积（线圈骨架绕组面积）aw=2.23cm2，最大磁通密度bmax=0.168t。
初级绕组匝数可由式（3）计算：
np= （3）
将lp=0.65×10－3h、ipk=2.2a、bmax=0.168t和ae=1.07cm2代入式（3），可得：np=79.6匝。可选取np=80匝。
在最大占空因数dmax上的初、次级绕组匝数比n为：
n== （4）
式中：vd为次级整流二极管的压降（选取0.6v）；
vo为次级dc输出电压。
设12v输出次边绕组匝数为nv1，3.3v输出绕组匝数nv2，fps偏置绕组匝数为nvcc，根据式（4）可得：
nv1=np×==13匝
同理可得：nv2=4匝，nvcc=24匝（vcc按24v计）。
图5示出了变压器的结构，其主要参数如下：
图5 变压器结构示意图
磁芯与骨架：efd3030；
绕组线径和匝数：
初级绕组np（脚1→2，脚3→2）：φ0.3×1，80t(40t＋40t)，lp=0.65mh，最大漏感为10μh；
nv1绕组（脚12→10）：φ0.3×2，13t；
nv2绕组（脚8→7）：φ0.3×4，4t；
nvcc绕组（脚5→6）：φ0.2×2，24t
变压器绕组之间和外层用2层0.05mm厚的聚酯型薄膜隔离。
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