一种快速响应LDO环路设计
1 引言
低压差线性稳压器ldo(low drop-out regulator)在便携式电子设备供电系统中有着越来越广泛的应用。本文根据ldo稳压器的结构特点，设计一种快速响应通路，通过对高频或快速变化的输出电压反馈，使误差放大器输出一个大的电压响应。该电路具有响应速度快、稳定性好的特点，可广泛应用于不同的低压差线性稳压器。
2 ldo工作原理
图1是低压差线性稳压器的工作原理示意图。
误差放大器一端接基准电压vref，另一端联接反馈回路，输出端连接调整输出管mp。通过比较和放大基准电压与反馈电压的差值来控制调整管的栅极电压，以此控制通过晶体管的电流，使电路达到一个稳定地输出电压。
3 误差放大器和缓冲级设计
3.1 简介
图2为电路原理图。
图2中vref为基准电压输入;vfb为采样电压反馈接人端;vbh，vbl分别为高低电平偏置;vout为输出电压反馈。vo接pmos调整管栅极。误差放大器比较采样电压vfb和基准电压vref，从而改变输出电压vo，控制调整管的输出电流，实现电压的稳定输出。
m81，m82为差分对输入管。m105，m106为电流镜，作差分对管的负载。m88，m89为尾电流源，分别为差分对管提供偏置电流。r20为差分对管的差分交流电流提供流向地的途径，即r20无共模电流流过，其中点为交流地。q1，q98，q93，q95，q9构成电流缓冲器，为调整管栅电容提供大的充放电电流。同时也提高调整管栅极节点的极点频率，即由1/(roa×cgs)提高到1/[(2/g)×cgs]，roa为误差放大器输出电阻，cgs为调整管的栅极电容，g为q98，q9跨导。利用c4，c5两个电容两端电压不能突变的性质，使q98，q9的基极电压的变化保持一致，使电路更加稳定。
对于直流或低频vout信号，m83～m86不会引起压差放大器输出信号的变化。但由于旁路电容c1使m83的源极高频短路，对于vout信号的快速变化，m83～m86将在压差放大器的输出端产生很大的非平衡交流电流，从而造成较大摆幅的输出电压变化。这大大提高了压差放大器对高频或快速变化的vout信号的响应速度。
c3与m81的源极和缓冲级中的q98的基极相连。对于大信号，如果将共源连接的m81管看作是共漏连接(电压缓冲)，则m81的源极电压随vfb信号变化;如果忽略q1，q95的射极电阻的影响，则c3与c4，c5可看作是电容分压连接，故其中点(q98基极)电压，也将随vfb信号变化。对于快速变化的vfb信号，c3提供了一条由反馈信号到调整管栅极的快速传播路径，而且由于该路径将压差放大器旁路，该路径对反馈信号无增益，避免了由于对调整管的过分的开关控制造成的输出电压在瞬态的上冲和下冲。
3.2 共模抑制比(cmrr)
在共模信号下，假设m81有动态电流i1，则i1经电流镜映射到y节点的电流为i2;而m82在共模信号下，有动态电流i3到y节点，在忽略背栅效应、沟道调制效应等二级效应和电路失配的情况下，i2与i3相等，即y节点无净动态电流，故共模信号不引起输出电压的变化。
在实际电路中，由于各种非理想情况，如电流镜的失配，差分管跨导的失配等，共模信号会引起输出电压的变化。为简化分析，这里将各种失配集总为电流镜m105，m106跨导的失配△g，若m105的跨导为g，则m106的跨导为g+△g，并令输出节点y的阻抗为ro，m88，m89的输出阻抗为r1，差分管跨导为g1，有：
在差模信号状态下，令m81，m82的跨导g1，m106，m82的输出电阻为ro106，ro82，则差分对的跨导为：
4 仿真及分析
图4为快速响应仿真，可以发现对于vout信号10 mv的上跳和20 mv的下跳，误差放大器的输出电压有上百毫伏的跳变。因此对于输出电路较小的变化，可以很快地传输到误差放大器的输出，从而调节传输管。
图5为加电容c3前后(左图为无c3，右图为有c3)，负载电流发生50 ma跳变时，系统输出电压的变化。对照两图，可以看到，当无c3时，输出电压发生了振荡，而加入c3后，输出电压单调变化。图6为误差放大器的幅频和相频响应曲线。
5 结语
本文根据ldo稳压器的结构特点，设计了一种快速响应通路，通过对高频或快速变化的输出电压反馈，使误差放大器输出一个大的电压响应。该电路具有响应速度快、稳定性好的特点，可广泛应用于不同的低压差线性稳压器。
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图1是低压差线性稳压器的工作原理示意图。
误差放大器一端接基准电压vref，另一端联接反馈回路，输出端连接调整输出管mp。通过比较和放大基准电压与反馈电压的差值来控制调整管的栅极电压，以此控制通过晶体管的电流，使电路达到一个稳定地输出电压。
3 误差放大器和缓冲级设计
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图2为电路原理图。
图2中vref为基准电压输入;vfb为采样电压反馈接人端;vbh，vbl分别为高低电平偏置;vout为输出电压反馈。vo接pmos调整管栅极。误差放大器比较采样电压vfb和基准电压vref，从而改变输出电压vo，控制调整管的输出电流，实现电压的稳定输出。
m81，m82为差分对输入管。m105，m106为电流镜，作差分对管的负载。m88，m89为尾电流源，分别为差分对管提供偏置电流。r20为差分对管的差分交流电流提供流向地的途径，即r20无共模电流流过，其中点为交流地。q1，q98，q93，q95，q9构成电流缓冲器，为调整管栅电容提供大的充放电电流。同时也提高调整管栅极节点的极点频率，即由1/(roa×cgs)提高到1/[(2/g)×cgs]，roa为误差放大器输出电阻，cgs为调整管的栅极电容，g为q98，q9跨导。利用c4，c5两个电容两端电压不能突变的性质，使q98，q9的基极电压的变化保持一致，使电路更加稳定。
对于直流或低频vout信号，m83～m86不会引起压差放大器输出信号的变化。但由于旁路电容c1使m83的源极高频短路，对于vout信号的快速变化，m83～m86将在压差放大器的输出端产生很大的非平衡交流电流，从而造成较大摆幅的输出电压变化。这大大提高了压差放大器对高频或快速变化的vout信号的响应速度。
c3与m81的源极和缓冲级中的q98的基极相连。对于大信号，如果将共源连接的m81管看作是共漏连接(电压缓冲)，则m81的源极电压随vfb信号变化;如果忽略q1，q95的射极电阻的影响，则c3与c4，c5可看作是电容分压连接，故其中点(q98基极)电压，也将随vfb信号变化。对于快速变化的vfb信号，c3提供了一条由反馈信号到调整管栅极的快速传播路径，而且由于该路径将压差放大器旁路，该路径对反馈信号无增益，避免了由于对调整管的过分的开关控制造成的输出电压在瞬态的上冲和下冲。
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