电子管扩音机测试指标的精密调整
虽然测试数据和听音效果并不完全一致，但是不能否认的是.测试数据是听音效果的基础，测试数据优秀的功放有不同的音效，效果出色的功放绝无不合格的测试数据。所以，为使放大器m“靓声”.首先应有优秀的测试指标。
装机后的初调只是使放大器能正常工作，欲有理想的测试指标，必需对部分电路进行一丝不苟的精密调整。本节将对普通diy者极易忽略的调整项目，加以说明其调整的方法和要求。
1.推挽输出级的静平衡调整对静平衡的要求极为简单。不过是使放大器静态输h{级电流相等而已，一般装机者选用配对输出管即认为万事大吉，其实不然。推挽输出变压器中，为充分发挥铁心的高导磁率，实现以较小的绕组匝数得到较大的初级电感量，通常铁心采用交错插片而不留气隙，加上初级匝数较多，只要有3ma以上的直流电流形成的恒定磁通即可使初级电感减小为原值的70%以下，既影响低端频响特性，还使低频驱动力大打折扣。
以致不少名胆机中设置完善的静平衡调整电路，初调之后rx被锁定，在功放更换输出管时，便于松开螺母进行再重调。下图a为美国产tm-15m放大器的静平衡调整电路。推挽每管阴极分别设有lon测试板流取样电阻，以便于分别测试两管板流。
当调整r，时，虽然两管总rk值变化不大，但同时改变了栅极电阻的接入点使每管有效栅负压产生变动，以达到两管静态板流相等。经计算，当rx居中时.等效rk最小为316ωrx置于上、下端处为320ω,调整rx使两管栅极电阻接人点改变，可使两管自给栅负压反方向变化约6%。下图b为同定栅负压平衡调整电路，由ry调定的栅负压经rx中点和两点30kω电阻组成分压电桥，调整rx可使(1)、(5)两点输出反向变化的负电压。当rx居中，桥路平衡，(1)、(5)点输出各为ry输出栅负压值的1/4.两管栅负压相等.rx上调，使上管栅负压增大板流减小，下管则呈相反变化。30kω电阻和rx的比，即决定栅负压调节范围.loω电阻用来检测两管阴极电流。当检测(2)、(3)，(3)、(4)之间电压时，为上、下每管电流，初调整至(2)、(3)和(3)、(4)电压近似相等时，可将mv表接于(2)、(4)之间，再细调rx使电压为ov.则调整更精确，(1)~(3)，(3)-(5)的电压为推挽每管实得栅负压值。
2.功放动态平衡的调整
静平衡不佳只影响输出变压器的磁化电流，最终使功率频响不平衡。动平衡是指推挽两臂的输出平衡。推挽放大器的输出功率大、失真小的特点全出自推挽的平衡与否，如不平衡则推挽放大器的优点荡然无存.不仔细调整动、静平衡的推挽放大器.难免使人感到推挽不如单端的效果。动态平衡的因素首先是输出管跨导是否一致.输出变压器两臂是否对称。如果采用配对或仔细检测过的输出管和输出变压器，纵有输出不平衡也极有限，处理方法是人为改变两路驱动信号的值，使输出达到平衡.此种以人为因素使驱动信号的不平衡得到平衡输出的方式，在业界被广泛采用，其实用电路见下图e。下图c中双三极管v是长尾式倒相器,rk为上下两三极管共用阴极耦合电阻(即所谓“尾”)。当rk足够大时，通过负反馈调整在两管板极负载电阻ra.、ra，两端得到近似相等的、相位相反的驱动电压。为了调整两管输出电压的差别.在中间接b+处接人约为r1=r21/5的电位器rx.当rx上调时，上管负载电阻减小.输出电压降低，同时下管ra总值增大，输出电压升高，反之则相反。
以此不平衡的驱动信号，驱动两臂不平衡的后级，将会在rx的某一点.使放大器输出电压两臂完全平衡。为了检测输出两臂是否平衡.以示波器检测两输出管板极端波形幅度最为方便。方法是采用y轴有iomhz带宽的普通示波器，在y轴探头上串联接人o.lμf/600v无极性电容器，经外置100:1衰减器直接测试两板极信号电压幅度，调整rx使之幅度相同(通过示波器光屏标度直接比较)即可。放大器输入信号可选择lkhz为准，信号电平不超过放大器额定输入电平。为求更好的测试数据，也可以在lkhz、skhz、15khz三点进行平衡测试。平衡调整以lkhz为准.当信号频率升高到15khz以上出现输出不平衡，说明白倒相器开始，以后各级放大器中有一路频率特性不佳，可在以下调试中重新检测输出变压器两组初级分布参数是否差别过大.对多层平绕的变压器而言，两组初级绕组对地分布电容差别极大.因此在频率lokhz以上负载阻抗降低，输出电压下降，为了使其在频响曲线范围内保持平衡，输出变压器绕组结构最低限度也应采用两槽骨架的全对称绕法。
3.放大器频响曲线的测绘和调整
即使是自行diy.也有必要通过测试绘出放大器频响曲线.频响曲线可以发现很多其他单项测试难以发现的问题。频响测试只需一台声频信号发生器，和一台交流毫伏表。若无毫伏表，有10mhz的普通示波器也足可应对。最简单的测试方法见下图b,信号发生器应选用频率范围okhz—lookhz的产品.被测放大器接入额定纯电阻作负载.业余条件下可采用示波器测量输入、输出信号的峰一峰值作为幅度比较单位，以省去换算的麻烦。测试时首先置信号发生器于lkhz.幅度为lvp-p输入放大器，调整放大器音量使额定负载电阻两端有3vp呻的信号电压(此时约为1w的输出功率)。然后从低端到高端选择连续的不同频率，重复进行测试.测试过程中在每次更换频率后，用示波器确认输入信号为1vp-p(此时不能再调音量控制)，得h{不同频率下输出的峰值。测试频率点在100hz以内每iohz选点.lkhz以内每100hz选点,lokhz以内每lkhz选点,lokhz—lookhz则每lokhz取测试点。测试全部频率点后计算每点频率输h{信号峰值，与1khz输出峰值的比，取对数得到各频率下输出的分贝数l.如下式：
l(db)=20lgelp-p/exp-p上式中，eivp-p为lkhz输出峰值，exp-p为其他各频率点输出峰值，单位为v，算出各频率点比值取对数后为l(db)。用标准对数标度的坐标纸，将l值在y轴上作点，相应频率以x轴对应.连接各点则成为一张在输出功率1w时测出的频响曲线.如下图a中的例子，可以看出某功放频响30hz—20khz,为odb.-3db的频响则为10hz~30khz，从频响曲线中还可计算高低端频响下降的斜率，以判断放大器是否存在自激的隐患。如下图a的曲线高端从20khz开始下跌.到40khz时降低为-4db(音响中将频率一倍的变化称为一倍频程oct表示)。由下图a可看出，其下降斜率为-4db/oct.而40khz—80khz则达到-8db/oct。无论低端还是高端下降斜率过陡时，都存在自激的隐患，限制了负反馈的反馈量，低端下降斜率过大，当频率低到10hz以下时电源滤波的效果及退耦作用变差.使多级放大器(二级以上)有自激的可能。从而形成在大信号触发下产生阻尼振荡，使声音变得混浊不清，无层次可言。
从频响曲线中确认有否扩宽频响的必要。如欲使高低频一ldb的频率得到扩展，低端延伸的关键点是选取电感量大的输出变压器.使输出端时间常数达到基准频率10hz,即要求初级电感在10hz时的感抗不低于初级负载阻抗的3—5倍.再低则输出变压器成为庞然大物。高端频率的延伸对电压放大器而言，只要采用较低的板极负载电阻即可轻松达到。对输出级而言，关键在输出变压器的分布电容.如选用最佳负载阻抗较低的功率管，可降低对分布电容的苛求。
改善频响特性除扩展高低频率以外，可使高低频下降斜率在12db/oct以内。为延缓低端下降斜率，一般采取参差补偿法.将放大器中2—3级时间常数电路(包括rc耦合电路和输m变压器)的转折频率相互错开，使斜率变缓。三组转折频率中，频率最高的一组转折频率可与频响曲线开始下降频率相等.甚至略高。因此，使输出变压器转折频率为此转折频率是最简单的.可以不过分增大初级电感。其他两组为rc耦合电路构成转折频率.应与上述频率保持15hz—20hz的距离.例如odb20hz~20khz的总频响曲线.将输出变压器转折频率定为20hz,驱动器输出耦合电路取为10hz.前级与驱动器之间耦合电路取为1hz左右，则既可达到20hz的低端频响，也可使低端下降斜率保持在低于12db/oct的水平。驱动器耦合输出电路下级为输出级，功率管对最大栅极电阻值有限制.故取转折频率中间值。另一前级输出rc耦合电阻、下级rg都取470kω左右，只要将耦合电容选用0.33μf～0.47μf优质电容器，则转折频率可轻易达到1hz左右。
综上所述，对低端频响不足的调整只作两种调整即可奏效，一是更换输出变压器，对输出负载阻抗为5000ω者最小初级电感应不低于80h.最佳负载阻抗为looooω者初级电感应不低于160h.以确保输出级低端转折频率在20hz以下。二是将前置级输出耦合电路电容增大为0.33μf，另一耦合电路只要0.047μf足矣。以此参差法调整，可使低端频响在20hz以下，同时低端下降斜率低于-12db/oct。
高端频响的延伸受到分布参数的影响.特别是各级放大器分布电容的影响，而分布电容的调整控制几乎不可能.所以一般是采用较低的负载电阻，降低分布电容对转折频率的影响，尽量提高转折频率。过高的高频响应会使放大器稳定性差，相移的增大也使施加负反馈更困难.所以在提高高端频响的同时，采用阶梯法人为设定频响的高端频率。为了使高频下降斜率不过大，一般不采用直接并联电容的方式，而是采用rc串联网路在高端截止频率之前先以较缓斜率使高频下跌，先下一台阶再进入截止频率，则使高频下降斜率大为减小。目前胆机频响上限在40khz以下.为了避免40khz以上高频响应引起自激等负面效应，一般是在前置级之输出端并联接人rc网路，与板极负载阻抗配合形成在60khz左右有12db/oct的下降斜率。由于板极负载多在47kω以上.rc网路常由30pf~270pf的小电容和4.7kω—16kω电阻串联组成.改变此电容器可改变高端转折频率，改变电阻值则可改变衰减斜率。
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1.推挽输出级的静平衡调整对静平衡的要求极为简单。不过是使放大器静态输h{级电流相等而已，一般装机者选用配对输出管即认为万事大吉，其实不然。推挽输出变压器中，为充分发挥铁心的高导磁率，实现以较小的绕组匝数得到较大的初级电感量，通常铁心采用交错插片而不留气隙，加上初级匝数较多，只要有3ma以上的直流电流形成的恒定磁通即可使初级电感减小为原值的70%以下，既影响低端频响特性，还使低频驱动力大打折扣。
以致不少名胆机中设置完善的静平衡调整电路，初调之后rx被锁定，在功放更换输出管时，便于松开螺母进行再重调。下图a为美国产tm-15m放大器的静平衡调整电路。推挽每管阴极分别设有lon测试板流取样电阻，以便于分别测试两管板流。
当调整r，时，虽然两管总rk值变化不大，但同时改变了栅极电阻的接入点使每管有效栅负压产生变动，以达到两管静态板流相等。经计算，当rx居中时.等效rk最小为316ωrx置于上、下端处为320ω,调整rx使两管栅极电阻接人点改变，可使两管自给栅负压反方向变化约6%。下图b为同定栅负压平衡调整电路，由ry调定的栅负压经rx中点和两点30kω电阻组成分压电桥，调整rx可使(1)、(5)两点输出反向变化的负电压。当rx居中，桥路平衡，(1)、(5)点输出各为ry输出栅负压值的1/4.两管栅负压相等.rx上调，使上管栅负压增大板流减小，下管则呈相反变化。30kω电阻和rx的比，即决定栅负压调节范围.loω电阻用来检测两管阴极电流。当检测(2)、(3)，(3)、(4)之间电压时，为上、下每管电流，初调整至(2)、(3)和(3)、(4)电压近似相等时，可将mv表接于(2)、(4)之间，再细调rx使电压为ov.则调整更精确，(1)~(3)，(3)-(5)的电压为推挽每管实得栅负压值。
2.功放动态平衡的调整
静平衡不佳只影响输出变压器的磁化电流，最终使功率频响不平衡。动平衡是指推挽两臂的输出平衡。推挽放大器的输出功率大、失真小的特点全出自推挽的平衡与否，如不平衡则推挽放大器的优点荡然无存.不仔细调整动、静平衡的推挽放大器.难免使人感到推挽不如单端的效果。动态平衡的因素首先是输出管跨导是否一致.输出变压器两臂是否对称。如果采用配对或仔细检测过的输出管和输出变压器，纵有输出不平衡也极有限，处理方法是人为改变两路驱动信号的值，使输出达到平衡.此种以人为因素使驱动信号的不平衡得到平衡输出的方式，在业界被广泛采用，其实用电路见下图e。下图c中双三极管v是长尾式倒相器,rk为上下两三极管共用阴极耦合电阻(即所谓“尾”)。当rk足够大时，通过负反馈调整在两管板极负载电阻ra.、ra，两端得到近似相等的、相位相反的驱动电压。为了调整两管输出电压的差别.在中间接b+处接人约为r1=r21/5的电位器rx.当rx上调时，上管负载电阻减小.输出电压降低，同时下管ra总值增大，输出电压升高，反之则相反。
以此不平衡的驱动信号，驱动两臂不平衡的后级，将会在rx的某一点.使放大器输出电压两臂完全平衡。为了检测输出两臂是否平衡.以示波器检测两输出管板极端波形幅度最为方便。方法是采用y轴有iomhz带宽的普通示波器，在y轴探头上串联接人o.lμf/600v无极性电容器，经外置100:1衰减器直接测试两板极信号电压幅度，调整rx使之幅度相同(通过示波器光屏标度直接比较)即可。放大器输入信号可选择lkhz为准，信号电平不超过放大器额定输入电平。为求更好的测试数据，也可以在lkhz、skhz、15khz三点进行平衡测试。平衡调整以lkhz为准.当信号频率升高到15khz以上出现输出不平衡，说明白倒相器开始，以后各级放大器中有一路频率特性不佳，可在以下调试中重新检测输出变压器两组初级分布参数是否差别过大.对多层平绕的变压器而言，两组初级绕组对地分布电容差别极大.因此在频率lokhz以上负载阻抗降低，输出电压下降，为了使其在频响曲线范围内保持平衡，输出变压器绕组结构最低限度也应采用两槽骨架的全对称绕法。
3.放大器频响曲线的测绘和调整
即使是自行diy.也有必要通过测试绘出放大器频响曲线.频响曲线可以发现很多其他单项测试难以发现的问题。频响测试只需一台声频信号发生器，和一台交流毫伏表。若无毫伏表，有10mhz的普通示波器也足可应对。最简单的测试方法见下图b,信号发生器应选用频率范围okhz—lookhz的产品.被测放大器接入额定纯电阻作负载.业余条件下可采用示波器测量输入、输出信号的峰一峰值作为幅度比较单位，以省去换算的麻烦。测试时首先置信号发生器于lkhz.幅度为lvp-p输入放大器，调整放大器音量使额定负载电阻两端有3vp呻的信号电压(此时约为1w的输出功率)。然后从低端到高端选择连续的不同频率，重复进行测试.测试过程中在每次更换频率后，用示波器确认输入信号为1vp-p(此时不能再调音量控制)，得h{不同频率下输出的峰值。测试频率点在100hz以内每iohz选点.lkhz以内每100hz选点,lokhz以内每lkhz选点,lokhz—lookhz则每lokhz取测试点。测试全部频率点后计算每点频率输h{信号峰值，与1khz输出峰值的比，取对数得到各频率下输出的分贝数l.如下式：
l(db)=20lgelp-p/exp-p上式中，eivp-p为lkhz输出峰值，exp-p为其他各频率点输出峰值，单位为v，算出各频率点比值取对数后为l(db)。用标准对数标度的坐标纸，将l值在y轴上作点，相应频率以x轴对应.连接各点则成为一张在输出功率1w时测出的频响曲线.如下图a中的例子，可以看出某功放频响30hz—20khz,为odb.-3db的频响则为10hz~30khz，从频响曲线中还可计算高低端频响下降的斜率，以判断放大器是否存在自激的隐患。如下图a的曲线高端从20khz开始下跌.到40khz时降低为-4db(音响中将频率一倍的变化称为一倍频程oct表示)。由下图a可看出，其下降斜率为-4db/oct.而40khz—80khz则达到-8db/oct。无论低端还是高端下降斜率过陡时，都存在自激的隐患，限制了负反馈的反馈量，低端下降斜率过大，当频率低到10hz以下时电源滤波的效果及退耦作用变差.使多级放大器(二级以上)有自激的可能。从而形成在大信号触发下产生阻尼振荡，使声音变得混浊不清，无层次可言。
从频响曲线中确认有否扩宽频响的必要。如欲使高低频一ldb的频率得到扩展，低端延伸的关键点是选取电感量大的输出变压器.使输出端时间常数达到基准频率10hz,即要求初级电感在10hz时的感抗不低于初级负载阻抗的3—5倍.再低则输出变压器成为庞然大物。高端频率的延伸对电压放大器而言，只要采用较低的板极负载电阻即可轻松达到。对输出级而言，关键在输出变压器的分布电容.如选用最佳负载阻抗较低的功率管，可降低对分布电容的苛求。
改善频响特性除扩展高低频率以外，可使高低频下降斜率在12db/oct以内。为延缓低端下降斜率，一般采取参差补偿法.将放大器中2—3级时间常数电路(包括rc耦合电路和输m变压器)的转折频率相互错开，使斜率变缓。三组转折频率中，频率最高的一组转折频率可与频响曲线开始下降频率相等.甚至略高。因此，使输出变压器转折频率为此转折频率是最简单的.可以不过分增大初级电感。其他两组为rc耦合电路构成转折频率.应与上述频率保持15hz—20hz的距离.例如odb20hz~20khz的总频响曲线.将输出变压器转折频率定为20hz,驱动器输出耦合电路取为10hz.前级与驱动器之间耦合电路取为1hz左右，则既可达到20hz的低端频响，也可使低端下降斜率保持在低于12db/oct的水平。驱动器耦合输出电路下级为输出级，功率管对最大栅极电阻值有限制.故取转折频率中间值。另一前级输出rc耦合电阻、下级rg都取470kω左右，只要将耦合电容选用0.33μf～0.47μf优质电容器，则转折频率可轻易达到1hz左右。
综上所述，对低端频响不足的调整只作两种调整即可奏效，一是更换输出变压器，对输出负载阻抗为5000ω者最小初级电感应不低于80h.最佳负载阻抗为looooω者初级电感应不低于160h.以确保输出级低端转折频率在20hz以下。二是将前置级输出耦合电路电容增大为0.33μf，另一耦合电路只要0.047μf足矣。以此参差法调整，可使低端频响在20hz以下，同时低端下降斜率低于-12db/oct。
高端频响的延伸受到分布参数的影响.特别是各级放大器分布电容的影响，而分布电容的调整控制几乎不可能.所以一般是采用较低的负载电阻，降低分布电容对转折频率的影响，尽量提高转折频率。过高的高频响应会使放大器稳定性差，相移的增大也使施加负反馈更困难.所以在提高高端频响的同时，采用阶梯法人为设定频响的高端频率。为了使高频下降斜率不过大，一般不采用直接并联电容的方式，而是采用rc串联网路在高端截止频率之前先以较缓斜率使高频下跌，先下一台阶再进入截止频率，则使高频下降斜率大为减小。目前胆机频响上限在40khz以下.为了避免40khz以上高频响应引起自激等负面效应，一般是在前置级之输出端并联接人rc网路，与板极负载阻抗配合形成在60khz左右有12db/oct的下降斜率。由于板极负载多在47kω以上.rc网路常由30pf~270pf的小电容和4.7kω—16kω电阻串联组成.改变此电容器可改变高端转折频率，改变电阻值则可改变衰减斜率。
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