“DCR电流检测”随风而去，我得告诉你这几种电路
a电源系统设计的挑战之一是电流检测。在降压转换器中，一种流行的“无开销”方法是dcr电流检测。但这种电路精度很低，尤其是使用小型、低esr电感器时，因此将被其它方法取代，如电流检测电阻器，或功率链路器件。
降压转换器是最常见的电源拓扑，电源工程师深知其优点和缺点。电源系统设计的挑战之一是电流检测。在降压转换器中，一种流行的“无开销”方法是 dcr 电流检测。说它“无开销”，是因为这种方法不会使电源设计增加额外的成本或功耗，但人所共知的是，这种电路精度很低，尤其是使用小型、低esr电感器时，更是这样。
先来看看dcr检测电路的组成。
这种电路足够简单：给输出电感器增加一个rc网络，生成差分信号就行了。rc网络将电感器电流转换成c1两端的电压。
图1：dcr电流检测电路。
rc值的计算足够简单，rc=l/dcr，其中：
l = l1的电感值；
dcr = 电感器l1的dc电阻；
r = 图1原理图中的r2（或者，如果有r3存在，就是r2和r3的并联）；
c = 图1原理图中的c1。
请注意
在图1中，如果isense峰值信号的幅度使差分放大器饱和，那么就增加r3，以降低该峰值信号幅度，使其处于差分放大器的规定范围内。
“无开销”总是受欢迎的，但常言说得好，“便宜无好货，好货不便宜”。这种电路的精度非常差。
首先，电感器的dcr有很宽的容限范围，± 7%甚至±10%是很常见的。
图2：电感器dcr的典型规格。
如果初始容限为10%，那么图1所示的180nh电感器的dcr可能低至261mω或高达319mω。雪上加霜的是，电感器会发热，铜线绕组的温度系数为3930ppm/ºc或0.393%/ºc。如果应用的温度上升至比环境温度高35ºc，电感器本身发热使温度再上升35ºc，那么标称dcr就可能升至：
最差情况的上限为：
最差情况的下限为：
（标称值增大15%。总误差会低些，因为铜线的正系数补偿了电感器的低初始值。）
从工程设计的角度来看，这确实很糟糕，因为过流标记和过流停机都是基于这些电阻设定的。如果电路太敏感，就会在没有达到需要停机的程度就停机了。这不是我们想要的结果。如果电路不敏感，就会有电感器和功率fet压力过大的风险。这更不是我们想要的结果。
情况能糟糕到什么程度？
假定正在设计一个能在1v时提供最大35a的电路（目前对一个切合实际的单相降压转换器而言，这个数值是合乎情理的）。如果电感器dcr处在容限低端，那么输出得到35a时，控制器认为提供了40a。这意味着，ocp不能设定为低于40a，否则电源会在标称负载时停机。反过来，当ocp设定为40a，电感器dcr增大10%时，情况会变得多糟糕？
在这种情况下，实际负载电流为40a，但dcr为407µω，因此控制器认为输出电流是65a。这意味着，ocp需要设定为65a，如果不设定为这个数值，就有在不到40a时就出现ocp停机的风险。这似乎不能接受，可一旦ocp设定为65a，电路就必须设计成，在偶尔准确报告电流的情况下，也得连续提供这么大的电流。
这意味着输出电感器和功率fet严重过度设计，电源必须提供35a，但却必须按照能够连续提供65a来设计。而且，使情况更糟的是，电感器中的电流除了有dc分量，还存在峰值至峰值纹波。这个纹波有多大呢？对纹波电流而言，通常的设计原则是20%。这意味着，逐周期限流值必须设定为高于65a，因此保护输出fet的能力就变得非常成问题了。猜猜看，如果针对30%纹波电流来设计，会发生什么情况？
然后，你会意识到，典型的电流检测电压范围为10mv至20mv。如果在一个电源中，有开关节点振铃，有输出电感器产生的杂散磁场，还有电流在旁路电容器和输出电容器中流通，那么就很难得到可以接受的信噪比（snr）。要想信号质量还有任何希望的话，电流检测连接线必须仔细布置成差分对（因此，所拾取的任何噪声都是共模的），并布置得远离电感器、开关节点和大电流/高频电流回路。这在空间受限的设计中是很难的，一如现在空间受限设计中的一切看起来都很难一样。
图3：开尔文电感器电流检测布线。
我们能做什么？
首先，通过使用热敏电阻器或温度检测二极管（通常是小型晶体管中正向偏置的pnp基-射节），可以基于经验估计出电感器的温度。通过这种方式，可以调节铜线绕组电阻的热响应。这太有帮助了。工程师们真是太了不起了。如果我们确实做得非常仔细，那么最好的结果有可能达到±10%。
我们还能做什么？
我们可以忽略“无开销”的dcr电路，给输出电感器串联一个昂贵的、温度稳定的电流检测电阻器。这增加了成本，损害了转换器的效率，但是凭借良好的差分信号布线，我们能够以高得多的精度检测输出电流。随着容限累积，我们可以得到±5%或更好的总体电流检测性能。工程师们在设计评审中既证明了这种方案的合理性，又避开了对其设计影响效率和成本的批评，他们的勇气令我钦佩。
使用一个由温度稳定的合金绕组构成的电感器如何？这个想法一露头，我的心就被吓得狂跳不止。
还有其它方法吗？
有个东西比电流检测电阻器要好。让功率链路器件报告其电流。这种方法运用设计良好的智能电源状态（sps），虽然增加了电流检测成本，但是能够提供与标称输出要求非常接近的峰值功率能力，二者功过相抵。结果大大减少了过度设计功率链路元件导致的浪费。对这种电流检测方法我们可以寄予多大期望？就合理的运行区域而言（不要期望输出电流处在零附近时出现奇迹），我们可以得到±1%初始精度，随着老化和温度变化，最差的容限为±2%。
一年又一年，技术的进步为工程师们提供了越来越好的基本构件。让“无开销”的dcr电流检测电路随风而去吧。
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图1：dcr电流检测电路。
rc值的计算足够简单，rc=l/dcr，其中：
l = l1的电感值；
dcr = 电感器l1的dc电阻；
r = 图1原理图中的r2（或者，如果有r3存在，就是r2和r3的并联）；
c = 图1原理图中的c1。
请注意
在图1中，如果isense峰值信号的幅度使差分放大器饱和，那么就增加r3，以降低该峰值信号幅度，使其处于差分放大器的规定范围内。
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最差情况的上限为：
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这意味着输出电感器和功率fet严重过度设计，电源必须提供35a，但却必须按照能够连续提供65a来设计。而且，使情况更糟的是，电感器中的电流除了有dc分量，还存在峰值至峰值纹波。这个纹波有多大呢？对纹波电流而言，通常的设计原则是20%。这意味着，逐周期限流值必须设定为高于65a，因此保护输出fet的能力就变得非常成问题了。猜猜看，如果针对30%纹波电流来设计，会发生什么情况？
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