一文解析运算放大器测试循环
假设对于您正在进行的项目，您需要一个运算放大器（当然，我希望它是 touchstone 的运算放大器之一），并且您想确保放大器满足您的要求。运算放大器的许多参数可以使用通常称为运算放大器测试回路的电路进行测量。本质上，它允许在不同条件下测量运算放大器的偏移。然后，我们可以从这些偏移测量中推导出其他参数，例如输入偏置和偏移电流、直流大信号增益、cmrr 和 psrr。
图 1 显示了一个简化的测试回路。您要测量的运算放大器 dut（被测设备）后面是第二个辅助运算放大器。为辅助放大器选择一个良好的宽带、宽电源范围精密运算放大器。由 99.9kω 和 100ω 电阻组成的反馈路径闭合了两个运算放大器周围的环路。
图 1：简化的运算放大器测试回路
如果运算放大器按预期工作，则正负输入端的电压几乎相同，剩下的小差异被定义为偏移电压。在图 1 中，此偏移电压 vos 明确显示在 dut 外部，您可以看到此偏移电压也出现在 100ω 电阻器上。流经 100ω 电阻器的电流 vos/100ω 也流经 99.9kω 电阻器。这意味着辅助运算放大器输出端的电压 vout 等于 1000 x vos。
现在看看辅助运算放大器。在这里，其输入端的电压也将大致相同，并且由于几乎没有电流流过 5kω 电阻器，因此电压 vo 将非常接近电压 vo-set。然后，我们有一种方法可以强制 dut 的输出电压等于我们在端子 vo-set 上拨入的电压。
这样，我们就可以测量 dut 运算放大器的直流增益。增益定义为指定输出摆幅与生成此输出摆幅的两个极值所需的输入电压差之比：
a_vol=(〖〖|v〗_(o(2))-v_(o(1))|)/(|v_os(2) –v_os(1)|)=(|∆v_o|)/(〖|∆ v】_os |)= (|∆v_o |)/(|∆v_out |) ×1000
因此，例如，假设您的 dut 在 5v 下运行，并且它具有轨到轨输出。您首先将 vo-set 设置为 100mv。假设 dut 的输入电压（包括其失调电压）现在为 1mv。您将在辅助运算放大器的 vout 端子处将其测量为 1v。现在将 vo-set 更改为 4.9v 并再次测量 vout，假设您测量的是 1.2v。增益为 4.8v/0.2v x 1000，或 24,000 (87.6db)。测试环路使测量 dut 的直流增益变得容易，如果没有它，将是一项相当乏味的工作。
但是等等，还有更多！
图 2：完整的运算放大器测试循环
图 2 显示了一个更完整的运算放大器测试循环。在两个运算放大器的正输入端串联添加平衡电阻，有一个可以切换进出的负载电阻，还有两个与dut的输入串联的电阻可以通过开关短路。
从最后一个开始：理想运算放大器没有输入偏置电流，但不幸的是理想运算放大器不存在，因此您可能想知道 dut 的实际输入偏置电流是多少。在两个开关都关闭的情况下，您再次测量 vout 电压。现在打开上部开关，使任何进入 dut 正输入端子的偏置电流都流过电阻。输出电压 vout 会相应变化，偏置电流由下式给出：
i_b=(∆v_out)/(100kω ×1000)
你可以对负输入端的输入偏置电流做同样的事情，通过保持两个开关打开，你也可以得到输入失调电流。我在此展示的串联电阻值为 100kω，适用于低至 1na 左右的输入偏置电流。对于 cmos 放大器很常见的较低电流，您需要增加电阻值，在这种情况下，您可能还需要在大电阻上设置旁路电容以避免稳定性问题。
图 2 还显示了电路左侧的共模输入，而不是图 1 中所示的接地连接。这允许您再次使用相同的方法测量共模抑制比 (cmrr) ：将共模设为一级，测量 vout 处的电压，改变共模，再次测量，cmrr 由下式给出：
cmrr=(∆v_cm)/(∆v_out) ×1000
请记住，现在需要在 vout 和 vcm 之间测量 vout 电压。或者，您可以将 vcm 保持在 0v，并改变电源电压 vcc 和 vee，以及 vo set，以实现相同的共模变化。就像 cmrr 一样，psrr（电源抑制比）可以通过在电源电压的两个电平上获取 vout 数据并通过添加更多功能来测量，您甚至可以使用该电路来测试交流参数，但是超出了我想在这里介绍的范围。
环路中有两个级联运算放大器，您可能想知道为什么电路不会振荡。为了直观地理解这一点，请考虑辅助运算放大器周围的 1uf 电容器在我们关心的频率范围内本质上是短路的，因此辅助运算放大器用作这些频率的 1x 缓冲器。现在，假设 1x 缓冲区的带宽远高于整个测试环路的开环带宽。出于稳定性目的，您可以忽略辅助运算放大器的影响，剩下的只是带有 1000x 电阻分压器的 dut。这种组合非常稳定，其带宽将比 dut 的开环带宽低 1000 倍（这证明了忽略辅助运算放大器的重要性）。
图 3：低带宽 dut 的运算放大器测试环路
这种配置适用于广泛的 dut 带宽，即使您的运算放大器具有非常适中的带宽，如超低功耗 ts1001，您仍然可以使其工作，只要您将 5kω 电阻器增加到更大的值。但由于运算放大器测试环路的闭环带宽将比带宽已经很低的 dut 低 1000 倍，因此您现在需要等待长达几秒钟的时间才能使电路稳定下来。这在工作台上可能没问题，但如果您想进行自动测量，这将行不通。
图 3 显示了另一种方法，其中 1uf 电容被 500kω 电阻器取代。该电阻器将辅助运算放大器配置为 +100x 增益放大器，其带宽比其开环带宽低 100x。例如，如果是 10mhz，则 100x 缓冲器的带宽为 100khz，要使其工作，它仍应高于 dut 的带宽。我们放大 100 倍，然后除以 1000 倍，因此最终结果是 dut 看到 1/10 的反馈，这将在 10 秒的毫秒内提供可接受的稳定。
最后，稳定环路的另一种替代方法如图 4 所示。这里，正向路径中没有频率补偿或宽带，而是 99.9kω 反馈电阻器上的 500pf 电容器提供了微分时间常数这将使闭环条件稳定。这种方法将导致更快的环路响应时间，但要正确地做到这一点，需要更深入地了解两个放大器的频率响应，否则最终将使用振荡器而不是测试环路。
图 4：替代频率补偿
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图 1：简化的运算放大器测试回路
如果运算放大器按预期工作，则正负输入端的电压几乎相同，剩下的小差异被定义为偏移电压。在图 1 中，此偏移电压 vos 明确显示在 dut 外部，您可以看到此偏移电压也出现在 100ω 电阻器上。流经 100ω 电阻器的电流 vos/100ω 也流经 99.9kω 电阻器。这意味着辅助运算放大器输出端的电压 vout 等于 1000 x vos。
现在看看辅助运算放大器。在这里，其输入端的电压也将大致相同，并且由于几乎没有电流流过 5kω 电阻器，因此电压 vo 将非常接近电压 vo-set。然后，我们有一种方法可以强制 dut 的输出电压等于我们在端子 vo-set 上拨入的电压。
这样，我们就可以测量 dut 运算放大器的直流增益。增益定义为指定输出摆幅与生成此输出摆幅的两个极值所需的输入电压差之比：
a_vol=(〖〖|v〗_(o(2))-v_(o(1))|)/(|v_os(2) –v_os(1)|)=(|∆v_o|)/(〖|∆ v】_os |)= (|∆v_o |)/(|∆v_out |) ×1000
因此，例如，假设您的 dut 在 5v 下运行，并且它具有轨到轨输出。您首先将 vo-set 设置为 100mv。假设 dut 的输入电压（包括其失调电压）现在为 1mv。您将在辅助运算放大器的 vout 端子处将其测量为 1v。现在将 vo-set 更改为 4.9v 并再次测量 vout，假设您测量的是 1.2v。增益为 4.8v/0.2v x 1000，或 24,000 (87.6db)。测试环路使测量 dut 的直流增益变得容易，如果没有它，将是一项相当乏味的工作。
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图 2 显示了一个更完整的运算放大器测试循环。在两个运算放大器的正输入端串联添加平衡电阻，有一个可以切换进出的负载电阻，还有两个与dut的输入串联的电阻可以通过开关短路。
从最后一个开始：理想运算放大器没有输入偏置电流，但不幸的是理想运算放大器不存在，因此您可能想知道 dut 的实际输入偏置电流是多少。在两个开关都关闭的情况下，您再次测量 vout 电压。现在打开上部开关，使任何进入 dut 正输入端子的偏置电流都流过电阻。输出电压 vout 会相应变化，偏置电流由下式给出：
i_b=(∆v_out)/(100kω ×1000)
你可以对负输入端的输入偏置电流做同样的事情，通过保持两个开关打开，你也可以得到输入失调电流。我在此展示的串联电阻值为 100kω，适用于低至 1na 左右的输入偏置电流。对于 cmos 放大器很常见的较低电流，您需要增加电阻值，在这种情况下，您可能还需要在大电阻上设置旁路电容以避免稳定性问题。
图 2 还显示了电路左侧的共模输入，而不是图 1 中所示的接地连接。这允许您再次使用相同的方法测量共模抑制比 (cmrr) ：将共模设为一级，测量 vout 处的电压，改变共模，再次测量，cmrr 由下式给出：
cmrr=(∆v_cm)/(∆v_out) ×1000
请记住，现在需要在 vout 和 vcm 之间测量 vout 电压。或者，您可以将 vcm 保持在 0v，并改变电源电压 vcc 和 vee，以及 vo set，以实现相同的共模变化。就像 cmrr 一样，psrr（电源抑制比）可以通过在电源电压的两个电平上获取 vout 数据并通过添加更多功能来测量，您甚至可以使用该电路来测试交流参数，但是超出了我想在这里介绍的范围。
环路中有两个级联运算放大器，您可能想知道为什么电路不会振荡。为了直观地理解这一点，请考虑辅助运算放大器周围的 1uf 电容器在我们关心的频率范围内本质上是短路的，因此辅助运算放大器用作这些频率的 1x 缓冲器。现在，假设 1x 缓冲区的带宽远高于整个测试环路的开环带宽。出于稳定性目的，您可以忽略辅助运算放大器的影响，剩下的只是带有 1000x 电阻分压器的 dut。这种组合非常稳定，其带宽将比 dut 的开环带宽低 1000 倍（这证明了忽略辅助运算放大器的重要性）。
图 3：低带宽 dut 的运算放大器测试环路
这种配置适用于广泛的 dut 带宽，即使您的运算放大器具有非常适中的带宽，如超低功耗 ts1001，您仍然可以使其工作，只要您将 5kω 电阻器增加到更大的值。但由于运算放大器测试环路的闭环带宽将比带宽已经很低的 dut 低 1000 倍，因此您现在需要等待长达几秒钟的时间才能使电路稳定下来。这在工作台上可能没问题，但如果您想进行自动测量，这将行不通。
图 3 显示了另一种方法，其中 1uf 电容被 500kω 电阻器取代。该电阻器将辅助运算放大器配置为 +100x 增益放大器，其带宽比其开环带宽低 100x。例如，如果是 10mhz，则 100x 缓冲器的带宽为 100khz，要使其工作，它仍应高于 dut 的带宽。我们放大 100 倍，然后除以 1000 倍，因此最终结果是 dut 看到 1/10 的反馈，这将在 10 秒的毫秒内提供可接受的稳定。
最后，稳定环路的另一种替代方法如图 4 所示。这里，正向路径中没有频率补偿或宽带，而是 99.9kω 反馈电阻器上的 500pf 电容器提供了微分时间常数这将使闭环条件稳定。这种方法将导致更快的环路响应时间，但要正确地做到这一点，需要更深入地了解两个放大器的频率响应，否则最终将使用振荡器而不是测试环路。
图 4：替代频率补偿
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