基于无线局域网标准的接收机射频前端设计
近年来，无线终端凭借低成本、低功耗和便于组网的优越性逐渐成为校园、机场、医院和家庭接人因特网的首选方案，无线接入技术得到迅速发展和广泛应用。无线收发模块的设计研究已成为一个重要研究方向。
本文介绍了一种应用于ieee 802.11b／g无线局域网标准的2.4 ghz ism单片cmos接收机射频前端设计。ieee 802.11b是目前市场上主流产品标准，而ieee 802.11g则是ieee 802.11系列的核心标准之一，它兼容另外两个核心标准ieee 802.11a和ieee802.11b，即同时支持ieee 802.11a的ofdm（正交频分复用）和ieee 802.11b的cck（补码键控）编码的dss（直接序列扩频）调制方式。本文中设计的接收机应用于dss调制方式。
1 系统结构 考虑到低成本、低功耗和高集成度，针对ieee802.11b／g本身宽信道带宽特性，本文采用直接下变频接收机结构。随着电路技术和工艺的进步，直接变频所固有的问题得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f闪烁噪声问题，现在都能有效地降低它们的影响。
表1列出了近期设计的射频前端性能总结。
图1给出了接收机的系统结构，包括低噪声放大器、i／q下变频器、去直流耦合电路、基带线性放大器和信道选择滤波器。
dss标准包含11个2 mhz带宽的子信道，总的信道带宽为22 mhz。如果在保证误帧率在8×102情况下，要达到灵敏度为-80 dbm，那么，
knf+rsnr=174 dbm-10log（22 mhz）-80 dbm=20.6 dbm
式中：knf为噪声系数；rsnr为信噪比。
针对需要的fer，假设rsnr≈10 db，再考虑到射频滤波器约2 db损耗，接收机的要求低于8.6 db。
标准还要求在接收信号-74 dbm时，具有40 db的邻近信道抑制能力，鉴于此，接收机的输入1 db压缩点要达到至少-30 dbm左右。
2 电路实现 2.1低噪声放大器
图2给出了低噪声放大器电路具体实现。电路采用典型的差分cascode结构，增加对片上干扰抑制，减少源极寄生电感影响，另外，还能提高cmrr（共模抑制比）。不过，相对于单端输入单端输出，差分结构带来更大的功耗。
下面只分析放大器对称的左半部分，它是一个窄带cascode结构低噪声放大器，这种结构能得到更好的噪声性能。ls和ld采用片上电感，lc、lg由键合电感实现。m1、m3是跨导晶体管，共栅连接的m2、m4提高输出输入之间的隔离，并减少m1、m3漏极电容cgd的密勒效应。电容cd、cout和ld调节输出匹配并起到与次级电路隔直的作用。
当然，除此之外，在优化电路时还应该考虑到电容cs的影响，但式（1）、式（2）给出了各元件对电路性能的影响趋势，这点在设计电路时具有指导意义。
仔细选择器件参数，得到0.84 db的噪声系数。从图3的仿真结果可看出，电路优化结果使knf非常接近knfmin。
用电感le代替传统的尾电流源提高差分电路的共模抑制比，这样可以节省直流电压裕度。
下式给出了cmrr（记为rcmrr）的参考公式：
式中：za为差分对管虚地点对地的阻抗。
电感采用键合电感，因为它有高q值和节省芯片面积的优势。
仔细地在功耗与性能之间获取均衡，实现的低噪放噪声系数为0.84 db，增益为16 db，s11《-15 db，直流电压1.8 v时电流为7.6 ma。
2.2 i／q下变频器
图4给出了i／q正交下变频器的一路混频器。混频器的设计需要仔细选择每一个参数来平衡增益、线性度与噪声之间的矛盾。由于处于接收机射频信号最强处，往往混频器对线性度的要求很高。本文采用gilbert单元有源双平衡混频器，具有较高的各端口之间的隔离度。跨导级晶体管源极直接接地，以提高混频器的线性度。电路中还采用电流注入技术，以降低混频器开关管的低频噪声，同时可以增大跨导级电流，改善线性度。
gilbert单元的iip3可以表示为：
式中：i和k分别是跨导电路的偏置电流和跨导参数。
当本振信号是正弦波时，与开关对管有关的噪声为：
式中：a为本振信号的幅度；isw为开关对管的偏置电流。
分析式（4）和式（5），需要增大跨导差分对管的偏置电流来提高混频器的线性度，同时又必须减小开关对管的偏置电流来降低开关噪声，因此，需要采用电流注入技术来解决二者之间的矛盾。
2.3 交流耦合
直流偏移的解决是直接下变频结构的难点之一。这里可以采用一个去直流的高通滤波器，该滤波器具有很低的拐角频率。
图5描述了文献［2］的研究结果关于高通滤波器的拐角频率对传输数据恢复的影响。
研究结果表明，当高通滤波器的fc为传输数据速率的0.1％时，数据能够被正确地传输和恢复。针对ieee 802.11接收机fc设计应该达到10 khz。
图6是交流耦合高通滤波器的具体实现电路。采用线性区mos器件提供兆欧级电阻，可以节省电阻面积。
设计偏置电路，使m1工作在饱和区，m2工作在线性区，那么，
如果l2=l1，w1=w2，则ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的ron2。
电路设计时需要注意2个问题：一是m1和m2开启电压的失配，因此需要将晶体管过驱动电压设计大于200 mv抑制失配的影响；二是由于输入信号电平导致m2的ron2变化，幸运的是，鉴于信号波形特性，信道内的失真容限很高，而耦合电容在邻信道频率呈现较低阻抗，信道外失真较大。
2.4 基带线性放大器
图7是基带线性放大器和差分高通滤波器的完整电路。
与图6不同的是，m2、m3共用一个m1晶体管做偏置。基带放大器采用单管直接带负载电阻输出，以提高电路的线性度，改善系统整体性能。
2.5 信道选择滤波器
图8是简单的信道选择滤波器电路。其中运算放大器连接成单位增益，可以用源极跟随器实现，但为了降低引入闪烁噪声，源极跟随器应该使用大尺寸的晶体管。
信道选择滤波器的传输函数计算公式为：
2.6 l／f闪烁噪声
在直接下变频结构中，l／f闪烁噪声是不可避免的，需要设计者仔细考虑。然而对于ieee 802.11b／g协议的22 mhz信道带宽（基带信号占用11 mhz以内的频带），具有几百khz拐角频率闪烁噪声的影响可以降到忽略不计的程度。证明如下。
如果fcorner=200 khz，有sl／f（200 khz）=sth，这里sl／f和sth分别表示l／f噪声和热噪声的功率谱密度。假设sl／f=k／f，其中k=（200 khz）×sth。下面计算从10 khz到11 mhz总的噪声：
如果电路没有闪烁噪声，总的噪声功率为：v2n=（11 mhz）sth，仅仅低了0.2 db。根据文献［2］分析，即使考虑到100 hz的闪烁噪声，信噪比最大的退化也低于0.6 db。因此，这里低频闪烁噪声并不足以影响系统整体性能指标。
3 版图和设计结果 接收机射频前端使用tsmc 0.18μm cmos工艺实现，版图面积为1 280μm×1 200μm。图9给出了整个系统的版图照片。
图10是系统低频基带部分的传输函数，-3 db带宽为9 khz～11 mhz。
接收机前端性能总结如下：输入频率为2.4 ghz，噪声系数为3.5 db，电压增益为31 db，s11为小于-15 db，iip3为-8 dbm，ip2为大于+30 db，输入ldb功率为-25 db，采用工艺为cmos 0.18μm，功耗为32 mw。可以看出，在兼顾低功耗和线性度同时，获得了非常好的增益和噪声性能。
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1 系统结构 考虑到低成本、低功耗和高集成度，针对ieee802.11b／g本身宽信道带宽特性，本文采用直接下变频接收机结构。随着电路技术和工艺的进步，直接变频所固有的问题得到很大改善。尤其是直流偏移和1／f闪烁噪声问题，现在都能有效地降低它们的影响。
表1列出了近期设计的射频前端性能总结。
图1给出了接收机的系统结构，包括低噪声放大器、i／q下变频器、去直流耦合电路、基带线性放大器和信道选择滤波器。
dss标准包含11个2 mhz带宽的子信道，总的信道带宽为22 mhz。如果在保证误帧率在8×102情况下，要达到灵敏度为-80 dbm，那么，
knf+rsnr=174 dbm-10log（22 mhz）-80 dbm=20.6 dbm
式中：knf为噪声系数；rsnr为信噪比。
针对需要的fer，假设rsnr≈10 db，再考虑到射频滤波器约2 db损耗，接收机的要求低于8.6 db。
标准还要求在接收信号-74 dbm时，具有40 db的邻近信道抑制能力，鉴于此，接收机的输入1 db压缩点要达到至少-30 dbm左右。
2 电路实现 2.1低噪声放大器
图2给出了低噪声放大器电路具体实现。电路采用典型的差分cascode结构，增加对片上干扰抑制，减少源极寄生电感影响，另外，还能提高cmrr（共模抑制比）。不过，相对于单端输入单端输出，差分结构带来更大的功耗。
下面只分析放大器对称的左半部分，它是一个窄带cascode结构低噪声放大器，这种结构能得到更好的噪声性能。ls和ld采用片上电感，lc、lg由键合电感实现。m1、m3是跨导晶体管，共栅连接的m2、m4提高输出输入之间的隔离，并减少m1、m3漏极电容cgd的密勒效应。电容cd、cout和ld调节输出匹配并起到与次级电路隔直的作用。
当然，除此之外，在优化电路时还应该考虑到电容cs的影响，但式（1）、式（2）给出了各元件对电路性能的影响趋势，这点在设计电路时具有指导意义。
仔细选择器件参数，得到0.84 db的噪声系数。从图3的仿真结果可看出，电路优化结果使knf非常接近knfmin。
用电感le代替传统的尾电流源提高差分电路的共模抑制比，这样可以节省直流电压裕度。
下式给出了cmrr（记为rcmrr）的参考公式：
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2.4 基带线性放大器
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与图6不同的是，m2、m3共用一个m1晶体管做偏置。基带放大器采用单管直接带负载电阻输出，以提高电路的线性度，改善系统整体性能。
2.5 信道选择滤波器
图8是简单的信道选择滤波器电路。其中运算放大器连接成单位增益，可以用源极跟随器实现，但为了降低引入闪烁噪声，源极跟随器应该使用大尺寸的晶体管。
信道选择滤波器的传输函数计算公式为：
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在直接下变频结构中，l／f闪烁噪声是不可避免的，需要设计者仔细考虑。然而对于ieee 802.11b／g协议的22 mhz信道带宽（基带信号占用11 mhz以内的频带），具有几百khz拐角频率闪烁噪声的影响可以降到忽略不计的程度。证明如下。
如果fcorner=200 khz，有sl／f（200 khz）=sth，这里sl／f和sth分别表示l／f噪声和热噪声的功率谱密度。假设sl／f=k／f，其中k=（200 khz）×sth。下面计算从10 khz到11 mhz总的噪声：
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